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宽输入高增益隔离型DC-DC变换器的研究_图文

浙江大学 硕士学位论文 宽输入高增益隔离型DC--DC变换器的研究 姓名:陈申 申请学位级别:硕士 专业:电力电子与电力传动 指导教师:吕征宇 201202





隔离升压型DC-DC变换器是一类可以将低压直流母线变换成高压直流母线并实现电 气隔离的变换器的统称,比较常见的有正激变换器、反激变换器和隔离型Boost变换器等

三种基本变换器及它们的衍生拓扑。隔离升压型DC-DC变换器已经在储能系统以及航天电
源系统等领域取得广泛应用。并且就目前电力电子领域的发展形势来看,隔离升压DC-DC 功率变换将成为新能源发电以及新能源汽车等领域的关键技术之一。概括起来,新一代隔

离升压型DC-DC变换器的特点可以表述为:宽输入、高增益和高效率。
LLC谐振变换器不需要辅助电路就可以实现原边开关管的零电压开关和副边整流管的

零电流开关,具有结构简单和高效率功率变换的优点,近年来已在工业界得到广泛应用,
典型应用是前端DC-DC功率变换器。LLC谐振变换器的宽范围输入适应性好、全负载范围

内实现软开关以及高效率功率变换等特点,很好地符合新一代隔离升压型DC-DC变换器的
要求,因此本文以升压型LLC谐振变换器作为研究对象,首先提出了一种改进型的LLC谐

振变换器参数设计方法,然后提出了基于LLC谐振变换器的两种宽输入高增益隔离升压型 DC-DC功率变换的解决方案,它们分别是单级型和级联型功率变换。
LLC谐振变换器的设计主要是三个谐振元件的设计。传统的设计方法是建立在变换器 的增益函数的基础上。目前描绘LLC谐振变换器的增益函数的方法主要有三种:基波等效 法(Fundamental
Harmonic

Approximation,FHA)、仿真分析法和时域分析法。传统的

LLC谐振变换器参数设计方法的问题在于过分依赖经验而且没有固定的范式。针对这一缺

点,本文提出了一种改进的LLC谐振变换器设计方法一基于“电流角”模型的LLC谐振
变换器设计方法。电流角的大小直接决定了换流过程中MOSFET寄生电容充放电所需电荷 的供给量。电流角越大,供给量越大,越容易实现软开关,但是多余供给量会造成额外的 损耗,造成效率下降。因此,该设计方法将电流角作为优化设计变量,通过控制电流角来 优化变换器效率。 针对高增益隔离升压型DC-DC功率变换,本文提出了两种解决方案:单级型和级联型。 单级型就是在输入和输出之间只有一个DC-DC拓扑,该拓扑同时满足宽输入和高增益隔离 升压的高效率功率变换需求。而级联型则是采用Boost级联直流变压器的结构,其中直流

变压器的作用是抬升功率变换电平以使得Boost变换器落在理想的工作区域。本文分别制
作了实验样机来验证两种解决方案的可行性。

隔离型DC—DC变换器的输出倍压技术主要有整流倍压技术和谐振倍压技术。理论上,

任何变压器双向磁化的隔离型DC-DC变换器均可以采用输出倍压技术,对于变压器输出为 电流型的拓扑可以采用整流倍压技术,而对于变压器输出为电压型的拓扑则需要采用谐振 倍压技术。本文设计了一台实验样机以验证谐振倍压技术在变压器输出为电压型的应用的
可行性。 最后,本文就各部分的研究内容和成果做了总结,并提出了进一步改进与研究的方向。

关键词:宽输入,高增益,隔离升压,DC—Dc变换器,LLC谐振变换器,输出倍压

Abstract isolated step.up
DC.DC convener is DC bus


The

kind of converter which

can

convert

low

voltage DC bus into topologies
are

hi.曲voltage

and realize electrical

isolation.The

common

forward converter,flyback converter,isolated Boost conver ter and their variations.
as

The isolated step..up DC..DC converter has been widely used in fields such

energy

storage

system and aeronautical power supply
power electronics,the

system.And

according to the developing tendency of
one

isolated step—up

DC—DC converter will become

of the key technology

in fields like new energy generation and new

energy

vehicle.In conclusion,the characteristics of

the new generation isolated step-up DC—DC converter is wide

input,hi曲step。up

gain and high

efficiency.
LLC switches

resonant converter

can

achieve zero.voltage switching(ZVS)for primary side

and ZerO—current

switching for

secondary

side rectifiers without auxiliary circuit,SO it it is widely used in

features simple structure
converter

and hilgh

efficiency.And

front。end

DC-DC
as

in recent years.LLC

resonant

converter has avdantages OVer other topologies,such

wide input adaption,full load satisfies the takes

range

soft switching and

high efficiency power conversion,and step??up


it

requirements

of the new generation isolated

DC--DC converter.This paper design methodology

objective

of LLC resonant converter,firstly proposes

improved
on

and

then presents cascaded

two kinds of power conversion solutions

based

it,which are single stage and

stage power conversion. of LLC is

The design
Traditional

resonant converter
on

is mainly the

design of three

resonant

components.
out

design
are

based

the gain curve,therefore the key point is drawing

the gain

curve.There

three methods to realize it,which are fundamental harmonic approximation,

simulation analysis and time

domain
on

analysis.The disadvantages
has
no

of traditional design method is
to this,this

that it is excessively depended
paper proposes


experience and

normal form.According the current

improved design

methodology based

on

angle.The

size of the

current angle

directly determines the charging

and

discharging precess of

MOSFET parasitic

capacitor during

commutation.The
excess

larger the

current

angle,the easier the realization of soft

switching.Howerver,the

energy

makes additional power loss which degrades the

converter efficiency.For this reason,the proposed method optimizes the current angle for

efficiency optimization.
According to

hi曲step—up
are

isolated DC—DC power conversion,this paper presents two

practical solutions,which is only
one

single stage and cascaded stage.The single stage means that there

DC—DC topology between the input

and

output.And the cascaded stage is effect of the



two

stage power conversion,that

is Boost+DC?-DC

transformer.The

DC?-DC

transformer is

to boost the DC voltage bus SO that
are

the Boost converter Can work in satisfactory

region.Two prototypes

made to

V耐f3,the two

power solutions respectively.

The output voltage doubling technology
are

of isolated DC-DC converter has two kinds,which

the rectified doubling and the

resonant

doubling.Theoretically,any isolated

DC-DC

converter with

two—way

magnetization Can adopt output voltage doubling.The topology of

current

form

call

adopt rectified doubling and the voltage form

Can adopt resonant

doubling.A

prototype is made to verify the feasibility of resonant doubling in the voltage

form topology.

Finally,this

paper makes



conclusion of each part and presents further research direction.

Keywords:Wide

Input,High Gain,Isolated Step-up,DC—DC Converter,LLC Resonant

Converter,Output Voltage Doubling.

本论文研究工作得到:

国家自然科学基金青年基金项目资助 项目名称:电力电子系统网络化控制的实时性研究 项目编号:5 09 07 0 5 9

The

proj ect

Supported by National Natural

Science Foundation of China

Project Number:50907059





本文是在我尊敬的导师吕征宇教授悉心指导下完成的。吕老师德才兼备,学术上造诣
深厚,在我两年半的研究生学习过程中给予我无数的指点,为我的学术研究指明了方向; 生活上非常关心学生,体谅宽容,处处为学生考虑。吕老师渊博的知识、严谨的治学作风

以及宽厚的待人态度使我终生难忘,祝吕老师身体健康、工作顺利、合家幸福! 感谢姚文熙老师和杭丽君老师在实验室学术科研工作中给予我许多帮助和指导,使我
在学术上获益良多。感谢实验室姚玮博士,您教给我许多实践方面的知识,这些都是书本 和课堂上学不到的,正是这些东西,帮助我在两年半的研究生学习中顺利完成了不少科研 工作。感谢袁江伟师兄,在我研究生学习的这两年半里,许多工作都是与您一起合作完成

的,与您探讨问题和一起完成实验,都让我受益匪浅。感谢连建阳师兄,是您帮助我顺利
保送到浙江大学,完成继续深造的愿望。感谢已经工作的张晓峰师兄和范洪峰师兄,感谢 您们给我工作上的建议与指导。感谢已经毕业的戎萍师姐,感谢您对我的照顾。还有那些

在我研究生生涯中给予我各种帮助的老师和师兄师姐们,祝福你们身体健康,工作顺利,
幸福快乐!

感谢室友徐海亮、梁吴和郭津,与你们一同生活的研究生时光令我终生难忘。祝愿你
们身体健康,工作顺利,幸福快乐!感谢王凯、张强、郑仲、薛莉、陈联武、李碧月、李 镇福、王小博、钟永裕、汪剑锋、廖晖、张翔、吴小田、徐碧文、边晓光、凌光、陈越、 尹凯、李慧、金灵辉、王亚超和李鹏等朋友和同学们,祝你们今后在各自的领域都能发光 发亮,实现自己的价值! 感谢张雪、杨婷、史杨宇、尹少锋、廖政伟、尤伟和吴中民等师弟师妹们,在一起生 活和学习的这个过程中我感受到了集体的温暖,不仅学到了很多,还品味了各位“大厨” 的绝活,实验室的生活让我倍感温馨,祝你们身体健康,学业有成。感谢大组里的每一位 成员:洪小圆、张达敏、邓哲、王斯然、苏斌、刘森森、周峰武、陈斌、黄龙等博士以及 陈基锋、严刚、李斌、林壮、张明、张冲、路文斌、沈广通等硕士,你们使我充分感受到 了这个集体浓厚的学术气息。祝大家身体健康、学习和工作顺利! 最后,由衷感谢抚养我长大的父母、我挚爱的女友张静和我的家人,你们给予我无限 且无私的关爱与帮助,伴随我追梦的每一段行程,衷心祝愿你们健康、平安、快乐、幸福!


201
-i.



1年1月于浙大求是园

浙江大学硕士学位论文

绪论 1.1隔离升压型DC.DC变换器的应用背景与前景介绍
隔离升压型DC.DC变换器是一类可以将低压直流母线变换成高压直流母线并实现电 气隔离的交换器的统称,可以选用的有正激变换器、反激交换器和隔离型Boost变换器等 三种基本变换器及它们的衍生拓扑。隔离升压型DC.DC变换器已经在储能系统以及航天 电源系统等领域取得广泛应用【1-63.并且就目前电力电子领域的发展形势来看,隔离升压 DC.DC功率变换将成为新能源发电以及新能源汽车等领域的关键技术之一【7。4】。 在储能系统中,常见的有蓄电池储能系统和超级电容储能系统。这些储能装置的低压 直流母线输出,如邮电通信系统的48V直流母线以及普通逆变系统的12V/24V直流母线 等,需要经过隔离升压变换后再传送到后级逆变器[11;在航天电源系统中,最常见的应用 就是航空静止变流器,属于飞机电源系统中的二次电源。由于目前飞机大多采用两种供电 体制,即28V低压直流系统和115V/400Hz交流系统,因此28V输入的静止变流器应用 广泛【2击1;在新能源发电领域,燃料电池发电系统、小型风力发电系统以及光伏微网逆变 器等系统等都需要应用到隔离升压DC.DC功率变换技术【7。121;在新能源汽车领域,就目前 的发展形势来看,新能源汽车主要是指电动汽车,包括混合动力、纯电动汽车和燃料电池 汽车。它们的储能装置一般为低电压的蓄电池、超级电容或锂电池,需要经过隔离升压功 率变换后再传输到车载逆变器以驱动交流电动机【”J4】。

图1.1是一台500VA的航天静止变流器的原理刚51,这和波音737客机上采用的
398168.1.B型静交流机是同样规格的【6】。变流器将27V直流变换成360V直流后,作为 后级DC.AC变换模块主电路的输入,最后I圭/DC-AC变换模块主电路输出频率为400Hz
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27VDC:

输入: ———r

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变换{:l乜蹦

:360(±180)V: : : L)(’瓣m
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:DC/DC变换绞块: …………。…?-

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:DC/AC变换援块: -………?……’

图1.1 500VA的单相航天静止变流器系统框图

浙江大学硕士学位论文

的115V交流电压.该航空变流器中,隔离升压型DC.DC变换器采用推挽正激式交换器, 额定增益达到13.3。 区别于常规的光伏逆变器,微逆变器针对独立的一个光伏电池模块进行MPPT控制,这样 可以通过对各模块的输出功率进行优化,实现整体的输出功率最大化。除此之外,微逆变 器还具有输入电压低、输出电压高、处理功率小和寿命长等特点【12】。近年来随着光伏发 电的发展,使得微逆变器变得极具吸引力。美国Enphase/公N从2008年实现微逆变器的 商业化量产,一经推出就得到市场追捧。2009年,德国艾斯玛太阳能技术股份公司(SMA
Solar

Technology)通过技术收购荷兰OKE-Services光伏系统电子开发商,进入了微逆变器

市场.与此同时,国内主要从事大功率集中并网逆变器产品研发的众多光伏并网逆变器生 产厂商也纷纷尝试开始微逆变器产品的研发。英伟力科技么"N(Involar)是国内最早从事微 逆变器研究的公司,公司从2008年初开始微逆变器的研发,经过近两年的努力已完全自 主掌握了微逆变器的核心技术,
【15】


2010年第二季度推出了MAC250型光伏并网微逆交器

((2011.2015年中国逆变器行业市场调查及投资规划分析报告》指出,微型逆变器和 电源优化器市场由2009年的50MW安装量增长到了2010年的164MW安装量,年增长率 达228%。报告还指出分布式发电优化技术可将转换率相对于传统逆变器提高许多,并将 成为“未来十年内唯一可提高产品性能的重要技术”【161。尽管如此,根据IMS发布的2010 年最新报告显示,微逆变器目前只占光伏逆变器收入的1%不到,市场潜力巨大‘171。 图1.2为国内某电源企业开发的一款180VA的光伏微网逆变器的系统框图【12】。变流器 将20~50V直流变换成高压直流母线后,作为后级DC.AC变换模块主电路的输入,最后 由DC.AC变换模块主电路输出频率为50Hz的220V交流电压。该微逆变器的高增益 DC.DC模块采用的反激变换器,整机最高效率可达95%。
『一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一1

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综上所述,隔离升压型DC-DC变换器已经广泛应用在低压直流输入的直流功率变换 系统和逆交系统中,并且将成为未来小型分布式发电系统以及新能源汽车等领域的关键技 术之一.该技术的显著特点可以归纳如下: (1)低压大电流输入一一对软开关依赖性强 (2)输入电压变化范围大一一宽范围适应性强 (3)高压输出一一变换器增益高,副边不需要采用同步整流 (4)高功率密度一一变换器结构简单,效率高 概括起来,新一代隔离升压型DC.DC变换器的特点可以表述为:宽输入、高增益和 高效率。

1.2单级隔离升压型DC.DC交换器的研究现状
单级隔离升压型DC.DC变换器的拓扑可以分为两类:PWM控制和PFM控制。不管是PWM 控制还是PFM控制,我们都对隔离型变换器的增益进行统一定义.一般的隔离变换器增益

M由两部分组成:变压器增益因子螈和固有增益因子螈,并且有如下关系:

肚毒州矿埘加=等埘拥
V缸、v0一一变换器输入电压、输出电压 N。、N。一一变压器原边匝数、副边匝数

∽?,

类似于非隔离型DC.Dc交换器,我们也将隔离型DC.DC变换器分为最基本的三类: 隔离型Buck变换器,隔离型Boost换器以及隔离型Buck.Boost换器。判定的标准是变

换器的固有增益因子%。与单位增益1的关系: ?如果舰。恒小于单位增益,则为隔离型Buck变换器 ?如果M。恒大于单位增益,则为隔离型Boost变换器
?

如果M。既可大于也可小于单位增益,则为隔离型Buck-Boost'变换器

隔离型DC.DC变换器中的变压器,除了正激变换器和反激变换器是单向磁化的,其 余的都是双向磁化的.双向磁化的隔离型DC.DC变换器的拓扑是两级结构,即“原边逆 变+副边整流”。其中逆变环节在变压器的原边侧,定义为原边逆变;整流环节在变压器 的副边侧,定义为副边整流。原边逆变结构有三种:半桥逆变,全桥逆变和推挽逆变,如 图1.3所示。副边整流结构同样有三种:半波整流、桥式整流和零式整流,如图1.4所示【1引.

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(a)半桥逆变

(b)全桥逆变 图1.3原边逆变结构

(C)推挽逆变

_,__



Z l








—_ ,一 J

.上

_













、.

(a)半波整流

(b)全桥整流 图1.4副边整流结构

(C)零式整流

1.2.1隔离型Buck变换器 隔离型Buck变换器的电路增益因子是小于单位增益的,但是可以通过调节变压器增 益因子实现隔离升压功率变换。图1.5为隔离型Buck变换器拓扑族,有正激变换器、有 源箝位正激变换器、推挽变换器和移相全桥变换器等。 隔离型Buck变换器的增益一般形式为:

M:誓.A1.K Ⅳ.





(1.2)
、 ’

式中Kl为增益系数,如果变压器单向磁化,则Kl=1;如果变压器是双向磁化,则Kl--2。 正激变换器具有结构简单,性能良好的特点,是中小功率电源(100W-1000W)的优 选拓扑之一【18】.正激变换器中存在的最大问题是磁复位,目前广泛应用的磁复位技术有 第三绕组复位(如图1.5(a)所示)、RCD复位和有源箝位复位(如图1.5(b)所示).有 源箝位正激变换器中变压器的复位电压由复位电容cc提供。由于复位电压可以自动调节,

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因此占空比可以突破O.5的限制,宽范围特性好,但这也导致了动态性能不佳。通常减小 cc可以改善动态性能,但是主开关管Q1的电压应力也会相应增加,因此需要折衷设计【191. 推挽变换器如图1.5(c)所示.推挽变换器的电路结构简单,不需要隔离驱动等优点. 但是推挽变换器存在两个缺点:(1)对变压器绕制及驱动信号的对称性要求较高.(2)功率 开关管电压应力较高。[20-2U 移相全桥变换器如图1.5(d)所示,Q1和Q4组成超前桥臂,Q2和Q3组成滞后桥臂, 通过相位差控制,在辅助电感Lk的作用下,变换器可以实现超前臂和滞后臂的ZVS,其中 滞后臂的软开关实现条件要来得相对困难些【22之41.由于开关损耗低及定频控制的优势,移 相全桥变换器被广泛应用在中大功率场合,而其存在的缺点有软开关的作用范围窄,占空 比的丢失和二次侧整流管的硬开关等【22。24】。
LJD
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(a)第三绕组复位的正激变换器

(b)有源箝位正激变换器

(C)推挽变换器

(d)移相全桥变换器

图1.5隔离型Buck变换器拓扑族

1.2.2隔离型Boost交换器 隔离型的Boost变换器中,基本的拓扑有全桥Boost变换器、推挽Boost变换器和双 L半桥Boost变换器。零式整流结构的副边二极管的应力为输出电压的两倍,因此不适用


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于高压输出的情况,这里不予以讨论. 隔离型Boost变换器的增益一般形式为:

=卫.兰 M:丝.旦



j、一D

(1.3)

式中K2为增益系数,如果采用全桥整流,则K2=l;如果采用全桥倍压整流或谐振倍压 整流,则K2=2。 全桥Boost变换器如图1.6(a)所示,其结构简单,成本较低,能够实现大升压比和 较大的电压调节范围,可靠性高,在中大功率场合应用广泛【25之7】。但是其存在的问题是变 压器漏感导致的开关管电压应力高的问题。同时由于占空比大于O.5,因此需要额外的启 动电路【281。缓冲手段和箝位技术可以有效解决上述问题,图1.6(b)显示了一种基于RCD 缓冲电路的拓扑【291,通过合理地布局以减小漏感,该拓扑在1.5l(W的样机上在最小输入 电压和满载下效率可以达到96.8%,最高效率可达98%. 推挽Boost变换器如图1.6(c)所示,该变换器具有高增益,低输入电流纹波和低开 关导通损耗等优点,同时由于输入侧大电感的作用,偏磁问题变得不再严重[25】【301。而它 的缺点主要是由变压器漏感导致的开关管电压应力大、副边整流二极管的反向恢复以及高 电压应力以及变换器效率不高【蚓。传统推挽Boost 换器当占空比大于0.5才能工作在

Boost状态,这就限制了其在宽范围输入场合的应用.图1.6(d)是一种有源箝位的推挽 Boost变换器,可以有效地提高效率。图1.6(e)为一种宽输入推挽Boost变换器【30】,通过 合理地控制,可以使的变换器工作在小于0.5的场合,从而满足宽范围输入条件。图1.6 (f)是一种有源箝位加倍压输出的推挽Boost变换器,该变换器可以获得更高的增益。 双L半桥Boost变换器如图1.6(g)所示,由于输入电感是交错结构,因此输入电流纹 波小,变压器利用率高[31-32】。相对于全桥Boost变换器和推挽Boost变换器,双L半桥更适 合于低压大电流输入的场合,如燃料电池前级调节器[311。同样存在于双L半桥Boost'变换 器的问题是变压器漏感引起的电压尖峰以及硬开关导致的效率低的问题。图1.6(h)是采 用有源箝位技术的双L半桥Boost变换器【321,可显著改善电压尖峰问题以及效率特性.

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D1. 一D2
2 、



Z l

D1一 Z



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Co




一--%匣





抛Z 、
.C02 一
,一

W2 、

.D3
2 、



(a)全桥Boost变换器

(b)RCD缓冲全桥倍压Boost变换器

D1— .02
2、 N0



Z、

们. .D2
Z qB Co
, 、



Z l

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CO
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N一 .D3
2I

Z、

阱2 l


D3 2、


(c)推挽Boost变换器

(d)有源箝位推挽Boost变换器

.D2




Zl

CQ


;匝

.D3 、 Z



(e)宽输入推挽Boost变换器

(f)有源箝位推挽倍压Boost变换器

D1. .D2 2 2 l k
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2 、

h CQ


i匣

' , '

cQ


;匣

N. .D3
Z 、

Z 、



.∞




2 l

(g)双L半桥Boost变换器


(h)有源箝位双L半桥Boost变换器

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图1.6隔离型Boost变换器拓扑族

1.2.3隔离型Buck.Boost交换器 隔离型的Buck-boost变换器中,典型的拓扑有Flyback变换器和LLC谐振变换器. PWM控制的隔离型Boost变换器的增益一般形式为:

M=等坞?南
Ⅳ.


1一D

(1.4)


式中K3为增益系数,对于常见的反激变换器,K3=l。 图1.7(a)为单管反激变换器的电路图,其结构简单,成本低,是小功率场合的优选 拓扑.然而,在高输入电压小功率的应用场合中,单管反激变换器的开关管电压应力高, 实际应用时,一般需要在变压器原边;99RCD缓冲电路,如图1.7(b)所示。图1.7(c)所 示的双管反激变换器可以将开关管的关断电压箝位在输入电压,但是需要两个管子实现, 电路成本高。传统的双管反激变换器具有开关管电压应力低的优点,却也带来了占空比小 于0.5的缺点,在宽输入要求高的应用场合就有局限。图1.7(d)和1.7(e)所示的拓扑 均是可以满足宽范围输入的双管反激变换器,该类拓扑解决了变压器复位时复位电压无法 大于输入电压的问题,从而突破了0.5的占空比的限制,适用于宽输入范围的应用.【18】【33】 LLC谐振变换器是工业界得到广泛应用的一种拓扑,原边MOSFET可以在全负载范围 内实现ZVS,副边二极管也可以实现ZCS,具有变换效率高,控制容易等优点,非常适用 于低压大电流输入的场合。图1.7(f)是半桥LLC谐振变换器,这是在通信电源中广泛应 用的一种拓扑.在升压应用时,图1.7(g)所示的全桥LLCi皆振变换器的变换器增益是半 桥的两倍,而图1.7(h)所示的全桥倍压LLC谐振变换器的增益则是半桥的四倍,非常适 用于低压输入高压输出的场合。De]
Np Ns DRl Np Ns DRl

(a)单管反激变换器

(b)实用的单管反激变换器

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Ns

DRl

Ns

DRl

(c)双管反激变换器

(d)宽输入的双管反激变换器

(e)宽输入的双管反激变换器

(f)半桥LLC谐振变换器

D1. .D2 2 l Z 、 N0 Co


:匣

Ⅸ.




D{



(g)全桥LLC谐振变换器

(h)全桥倍压LLC谐振变换器

图1.7隔离型Buck-Boos变换器拓扑族

1.3级联型隔离升压DC.DC变换器的研究现状
直流变换器分输出稳压的直流变换器和输出电压不调节的直流变压器两种基本类型


浙江大学硕士学位论文

[34-391.单级B00st变换器由于在高升压比应用场合变换器需要保持接近满占空比状态导致 变换器性能不佳,同时Boost变换器本身没有隔离功能,无法满足新能源领域的直流母线 变换要求。两级直流母线功率变换方案,ggBoost变换器级联直流变压器的结构,得到学 者关注[40411.图1.8描绘了级联型变换器的两种结构,其中非隔离型的前级或者后级调节 器主要是Boost变换器,而隔离型直流变压器常见的拓扑有LLC谐振变换器和推挽正激变
换器(Push-Pull Forward Converter,PPFC).

文献[40]提出了Boost+PPFC的级联型结构,其拓扑如图1.9所示.燃料电池的输出电 压为20V-26V,经过Boost变换器将电压稳定在30V,然后再经过PPFC升压到300V. 文献[41]提出了Boost+LLC的级联型结构,其拓扑如图1.10所示。燃料电池的输出电 压为24 ̄48V,经过Boost变换器将电压稳定在73V,然后经过开环的LLC变换器升压到 400V。实验测得24V输入满载输出时,lkW样机的Boost环节与LLC环节效率分别为 95.5%和94.5%,整体效率为90.2%.

滤波器

]/

卜、

隔离型 直流变压器
(a)

]/

入、

非隔离型j 后级调节器I

(b)
图1.8级联型变换器的两种结构

VD





k叫

:Cn

%l


l上千I

.。…,
Boost

PPFC 图I.9 Boost+PPFC级联结构

10

浙江人学硕上学位论文

图1.10 Boost+LLC级联型结构

相比于隔离型Boost变换器,Boost变换器级联直流变压器结构具有更好的宽输入适 应性。因为隔离型Boost变换器的占空比只能工作在D>0.5的区域,而级联型结构则可以 工作在0<D<I的范围内。

1.4本文的研究内容
根据隔离升压型DC.DC变换器的应用趋势,本课题主要研究了高效率的隔离升压型 DC.DC功率变换。
论文各部分主要内容包括:

第l章介绍了隔离升压型DC.DC变换器的应用背景和前景,总结了国内外隔离升压 型DC.DC变换器的研究现状,并给出了本文的研究内容。 第2章总结了以往的LLC谐振腔参数设计方法,并提出了一种改进的基于“电流角” 的LLC谐振腔参数设计方法. 第3章介绍了单级高增益升压型LLC谐振变换器的研究与实现,包括硬件系统和软 件系统的设计。 第4章介绍了级联型隔离升压DC.DC变换器的研究与实现,引入直流变压器的概念, 并提出了LLC谐振型软开关直流变压器。 第5章介绍了隔离型DC.DC变换器的倍压技术,分析并验证了谐振倍压技术。 第6章对本文所做的工作进行了总结,并对将来的工作进行了展望。

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第2章一种改进的LLC谐振变换器设计方法
2.1

LLC谐振交换器增益函数的描绘方法
LLC谐振变换器的设计主要是三个谐振元件的设计。传统的设计方法都是围绕变换器

的增益函数进行的,因此设计LLC谐振交换器的关键就是获得变换器的增益函数。目前描 绘LLC谐振变换器的增益函数的方法主要有三种:基波等效法(Fundamental Approximation,FHA)[18,42嘲】、仿真分析法【451和时域分析法m,471.
2.1.I

Harmonic

FHA分析法 FHA分析法将变换器中的方波信号等效为对应频率的正弦波信号,从而建立起复频域

上的等效分析模型。FHA分析法适用的范围是开关频率在谐振频率附近的区域,当开关频 率离谐振频率比较远时,分析结果只能定性描述变换器的增益特性。图2.1是全桥LLC谐 振变换器的FHA等效模型。图中厶,为励磁电感,厶为谐振电感,C,为谐振电容,R翻为耦 合到原边的交流等效负载。

图2.1全桥LLC谐振变换器的FI-IA等效模型

R叼=≯8.r12.尺。
式中心一一输出负载 刀一一变压器原边与副边的匝数比
工。 以=o


(2.1)

o:丛




(2.2)

(2.3)

Re,

∥2五丽




(2.4)

石一一LLC谐振交换器二元件谐振频率
12

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全桥LLC谐振变换器的直流增益蹦%可以表示为电感比JIl和变换器品质因数Q的函数
【ls】:

锄㈣2圪Vo=nl丹毒1丽巧
式中

Q.5)

|j}广一开关频率与谐振频率之比

根据式(2.5)可以得到单位变压器匝比下全桥LLC谐振变流器在不同的电感比办下的 增益特征曲线族(其中,n=l,RolL。给定,|jl的变化会引起Q的变化),如图2.2所示。 FHA分析方法的优点是简{匕LLC谐振变换器的设计过程,目前仍是主流的设计方法,尤其 是在对LLC谐振变换器最大增益点无严格要求的场合。当考虑宽范围输入时,由于FHA 分析方法得到的最大增益点与实际存在较大偏差,因此需要结合仿真等其它手段实现准确

Gain

图2.2单位变压器匝比下LLC谐振变流器在不同h—f=的增益特征曲线族

2.1.2仿真分析法 仿真分析法是借助仿真软件测量LLC谐振变换器在不同开关频率下的开环增益,并 描绘出增益曲线的方法。常见的仿真软件有Psim、Saber和Pspice等。 下面给出了300W通信电源的仿真参数,如表2.1所示.图2.3是LLC谐振变换器的 增益曲线对比图。实线为仿真曲线,虚线为基于FHA计算得到的理论增益曲线。可以看 出,在开关频率与谐振频率相差较大时,仿真结果和理论结果有较大偏差.文献[451指出, 仿真增益和实验增益基本吻合。因此仿真分析法可以用于精确描绘LLC谐振变换器的增 益曲线.其缺点就是工作量大,而且设计过程不直观。

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表2.1 300W通信电源的仿真数据

励磁电感Lm 谐振电感Lr 谐振电容Cr 第一谐振频率矗
MoSFET

400lm
58uH 44nF

100蛆Z

结电容Cj

220pF



:昱

¨

:!

¨

¨
_.II. a5 口.‘ ■.’ ■.B 口.I 1一 '.1

kf

图2.3仿真增益曲线与理论增益曲线(Mllc为单位匝比时变换器的增益)
14

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2.1.3时域分析法 文献[46]提出了基于时域的分析方法。该方法的核心在于建立LLC谐振变换器在每 个模态下的状态方程以及不同模态之间的边界条件,有了这些方程和边界条件之后就可以 解出输出电压与输入电压的关系,也就是交换器增益。由于状态方程和边界条件较复杂,

因此实际的求解过程需要借助计算机辅助计算软件。图2.4是文献【46]中得到的增益曲线
对比图。从图上可以看出,时域分析得到的结果与仿真分析的结果一致并且和实验增益曲 线基本吻合,尤其是在低频段。而频域分析结果在低频段与实验结果则有较大差距,不适 用于对最大增益点的精确性要求较高的宽范围输入场合的设计。时域分析法的缺点也是明 显的,由于需要根据边界条件求解状态方程,不仅计算量大,而且无法得到变换器增益的
解析表达式。

图2.4基于时域分析法的增益曲线

2.2传统的LLC谐振交换器的设计方法
LLC谐振变换器的设计方法主要依赖于交换器增益曲线。文献[43]和[44】提出了LLC 谐振变换器的最佳励磁电感的概念。对于LLC谐振变换器,励磁电感直接影响变换器效 率以及原边ZVS的实现.如果励磁电感取得太大,则在死区时间内能够提供给结电容充 放电的电荷量就不够,无法实现ZVS。反之,如果励磁电感取得太小,则谐振电流和励 磁电流幅值都将变大,则就增加了开关管的导通损耗以及变压器的励磁损耗。因此实际的 励磁电感设计存在一个最优值,设计的折中考虑是在保证原边ZVS的条件下设计励磁电
感尽量大。

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对于全桥LLC谐振交换器,最佳励磁电感可以描述为:

Lm_卿2南
式中死删一一死区时间 C,一一原边MOSFET结电容

Q.6)

有了最佳励磁电感,在设计LLC谐振变换器时就只要设计合适的电感比h和品质因 数Q就可以完成LLC谐振变换器的设计了。文献[42】就是基于这种思路,提出了LLC谐 振变换器的优化设计方法。而一般的可行性设计中,h的经验参数是2.5~6之间,Q的选 择是根据变换器的最大增益来设计的。

2.3一种改进的LLC谐振变换器设计方法
传统的LLC谐振变换器参数设计方法的问题在于过分依赖经验而且没有固定的范式。 针对这一缺点,本文提出了一种改进的LLC谐振变换器设计方法一一基于“电流角”模 型的LLC谐振变换器设计方法。这里首先引入“电流角”的概念,然后给出基于电流角 的参数设计流程,最后给出实验验证。
2.3.1

LLC谐振变换器中的。电流角”

图2.5为LLC谐振变换器完全谐振时的谐振腔电流荆和励磁电流如∥的工作波形。谐 振腔电流荆的初始相位汐决定了ir(t)和如∥相交位置。这个相交的位置越高,能够提供给
MOSFET寄生电容充放电的电量也就越大,ZVS就越容易实现。反之,ZVS越难实现,但 高频变压器的励磁损耗会越低。

旦.口
2万

图2.5 LLC谐振变换器完全谐振时工作波形

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励磁电流峰值厶』可以表示为:

L~肚=瓦n*寺V
在t=O时,如∥的幅值与荆的初始值相等,于是有:
L~馥。I.~呔I
sin0

(2.7)

(2.8)

在一个开关周期内,原边传送到副边的电流的平均值与负载电流相等,于是有:

肌f)一im(t)]dt

—Io


(2.9)

分别将俐和乙∥的解析式代入上式,化简可以得到:
Ir

pk*co舭鲁

(2.10)

将式(2.8)和式(2.10)联立,可以得到:
(2.11)

副边的等效电流折算到原边侧的电流值厶。砖’可以表示为:

‘一一’2等
秒为LLC谐振变换器的“电流角”.

-事,

(2.12)

得到LLC谐振变换器中的“电流三角形”,如图2.6所示。这个三角形的三边为三个 电流的峰值.角度汐为谐振电流的相位角也就是图中所示的锐角。这里我们定义这个锐角

图2.6 LLC谐振变换器中的“电流三角形”

2.3.2基于“电流角斗模型的LLC谐振变换器设计方法 前面已经介绍过LLC谐振变换器中的电流角,基于“电流角”模型的LLC谐振变换 器设计方法的关键就是合理设计电流角的大小。

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2.3.2.1临界励磁电感

LLC谐振变换器原边实现ZVS的条件有两个: (1)电流角大于死区角。 死区角指的是死区时间与开关周期角频率的乘积.电流角

大于死区角的物理意义在于死区时间内谐振电感上的电流不能反向,这样子就可以保证在 驱动信号到来之前,待驱动管的寄生二极管保持开通以实现软开关. (2)原边开关管寄生电容在死区时间里实要现完全充放电。 电流角的临界值日硎为:

%=v木‰
式中,wr为开关频瓤的角频率值。
再根据公式(2.7),(2.8)和(2.10),可以得到励磁电感的临界值厶删

(2.13)

L一州=≯面n2≯*R。西

(2.14)

上述公式可以这么理解:图2.1所示的等效模型中,当开关频率等于谐振频率时,其 频域等效模型如图2.7(a)所示,图2.7(b)则描绘了其阻抗示意图,从图上可以看出, 完全谐振时域模型得到的电流角与频域模型下的阻抗角是一致的。这个可以帮助更好地理
解公式(2.14)。
ir
ip

(a)

(b)

图2.7完全谐振时的频域等效模型以及阻抗三角形

可以得到,在额定负载下励磁电感的临界值只和死区时间有关。实际设计时,为了保 证原边充分实现软开关,电流角要取一定裕量。因此实际的励磁电感要比临界电感取得小, 也就是说励磁电感的临界值给出了励磁电感的上限。还有一点需要说明的是公式(2.14) 并没有应用到软开关的实现条件2,该条件主要用于合理地选取MOSFET结电容,实际 设计时,根据所选取的励磁电感值计算出临界结电容值。

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2.3.2.2谐振电感Lr的分析与设计

LLC谐振变换器中主要有两个关键的参数,励磁电感Lm和谐振电感k,其中励磁电感 可以根据电流角来设计,那么接下来就剩下谐振电感Lr的设计.这里我们首先要明确谐振 电感k的作用。在谐振频率设计好的情况下,谐振电感Lr的取值直接决定了变换器的品质 因数Q,而品质因数Q又直接决定变换器增益曲线特征。 图2.8显示了不同的谐振电感对增益曲线的影响。(输入电压300V---400V,输出电压 48V,额定负载300W,励磁电感取临界值494uH,增益曲线分析是基于FHA分析的结果) 从曲线上可以看出,谐振电感越小,频率变化范围越大,最大增益也越大。设计变换器时,

根据给定的频率变化范围就可以得到设计要求的最小谐振电感Lr曲1.
Lr---65uH

f’2l,Gnill=l
Gain

图2.8不J司谐振电感下变换器的增益曲线

下面再进行启动电流的分析,启动电流主要由谐振腔特征阻抗决定.首先我们进行启 动电流的公式推导,接着再给出谐振电感对启动电流的影响。 全桥LLC谐振变换器启动时刻,副边大电容两端压降为零,因此启动时刻谐振腔的 等效电路如图2.9所示。该等效电路是二元件谐振电路,初始条件为零,因此很容易推导 出启动电流的公式.

图2.9启动时刻谐振腔等效电路

最坏情况下变换器是在最高输入电压vin m,下启动,此时变换器的启动电流i。锄可以描 述为:
19

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J <一


<一



Z册疗2
.敏 呱

k后k后


『一
一孵



式中kf。觚为变换器的启动频率比即启动频率与谐振频率之比,kf咖t.‘锄/‘。 图2.10显示了不同的谐振电感下变换器的启动电流。可以看出在一样的启动频率下, 励磁电感越大,启动电流越小。设计变换器时,根据给定的启动电流大小和启动频率,就 可以设计出最小的谐振电感L
m砬.

Gain

(1A/div)

图2.10不同谐振电感下变换器的启动电流

根据变换器频率变化范围以及启动电流大小就可以得到最小谐振电感Lr m血。和k 设计的谐振电感的最小值L曲可以由下式给出:

m越.

Lr曲--max{L

mini,k min2)

(2.16)

从上面的分析中我们可以得到,L,越大,品质因数越大,启动电流越小,同时频率变 化范围也越小。当然,乙越大的弊端就是最大增益将会越小.如果k太大,变换器将无法 满足宽输入要求,因此设计时应该保证在最大增益满足的条件下,L尽量大。
2.3.2.3励磁电感对增益曲线的影响

励磁电感Lm对增益曲线的影响体现在两个方面:最大增益和频率变化范围。励磁电 感越小,最大增益越大,频率变化范围越窄。但是励磁电感减小的不利影响就是隔离变压 器的励磁损耗增加,同时原边导通损耗也随之增加,磁性元件铜损也相应增加,这对变换 器的效率影响很大.因此设计时,在最大增益满足要求的前提下,励磁电感应该尽量大。 图2.11显示了不同励磁电感下LLC谐振变换器的增益曲线.
20

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。k

f2l,Gn钿=l。

Gain

图2.11不同励磁电感F燹抉器的增益曲线
2.3.2.4

MOSFET结电容的考虑

前面已经提到原边实现ZVS的条件之一就是在死区时间内要实现对MOSFET的充分 充放电。以往的设计方法中均是将MOSFET的结电容Cj当成已知参数,并且将其与死区时 间结合在一起去设计励磁电感。这种方法是不恰当的,主要原因有两个: (1)MOSFET的结电容不是一个常量,而是跟随漏源电压非线性变化的变量。 (2)由结电容Cj设计励磁电感Lm的思路不可取。因为不同的MOsFET,结电容Cj差 别较大。更现实的做法是电路参数设计完后选择一个结电容Ci在设计要求内的MOSFET. 因此,合理的思路是先设计谐振腔参数,然后计算出结电容的最大值ci脚x,该参数 可以作为MOSFET选取的一个依据。下面介绍Ci衄。的推导: 额定负载下,由于要在死区时间Tdcad内完成对结电容Cj的充放电,于是得到:
了Tr+7'a。a




JL(t)dt≥2vi.。c,

(2?17)

将ir(O的解析式代入上式,化简可以得到:


L一肚‘wr‘tan(丢)≥2%’q
将厶础的表达式代入上式,化简得:

(2.18)

q≤前16#L




t.arl--1

亿19’


?。?f‘

于是可以得到Ci m舣的表达式:

21

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Cj一一。南

tan-——

仁2∞

这里需要注意的是,这里得到的结电容是一个时域上的平均结电容。也就是和电荷量 相关的一个参数.一般MOSFET的datasheet不会给出,但在Infmeon公司的手册上有这一 参数,具体的可查看文献[48】.


2.3.2.5基于“电流角”模型的LLC谐振变换器设计方法

在设计LLC谐振变换器时,已知变量有:
输入电压范围V缸 输出电压vo

输出功率P。 频率变化范围名nge 启动电流I。雠 谐振频率‘

启动频率f.跏
死区时间Tdead

未知变量有:
电流角0 励磁电感Lm 谐振电感Lr 谐振电容Cr

MOSFET结电容Ci 图2.12描述了基于“电流角”模型的LLC谐振变换器设计方法。下面具体介绍每一
步的设计思路。

第一步:设计励磁电感Lm。根据输出功率Po、fr和死区时间Td髓d可以计算出电流角的 临界值口crf。取一定裕量设计出电流角0,然后就可以根据/z,x式(2.14)计算出励磁电感Lm。

(计算时用口代替口劫

第二步:设计谐振电感L.根据频率变化范围‰g。和启动电流I。锄设计谐振电感的临界
值Lr m缸。绘制基-于FHA分析结果的增益曲线,如果最大增益超过实际要求,则增加谐振 电感k直至最大增益恰好达到实际要求,此电感值即为谐振电感设计值k.

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第三步:判断最大增益是否达到实际要求。对变换器进行仿真分析,根据仿真得到的 增益曲线判断变换器的最大增益是否达到实际要求,如果没有达到,则减小励磁电感Lm, 直至满足设计要求。 第四步:完成初步设计.设计得到的变量有励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容c,和
MOSFET结电容Ci
m弧.

第五步:优化设计.根据具体的优化指标进行优化设计。 实际应用时,如果输入电压变化范围超过一定范围(一般为1.5 ̄2),将会导致给定的 频率变化范围无法满足设计要求,需要重新调整频率变化范围以获得更高的最大增益.

变换器指标


l根据额定工作点设计匝比n


根据优化公式设计Lm l根据频翠燹化范围和启动电 流设计Lr



图2.12基于“电流角”模型的LLc谐振变换器设计流程

2.3.3样机实验 为了验证基于电流角模型的LLC谐振变换器设计方法的有效性,本文给出了验证实 验。样机为一台300W的半桥LLC谐振变换器,控制芯片为L6599,电路如图2.13所示.

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Input

Vin

图2.13 300W半桥LLC谐振变换器样机

2-3.3.1设计流程

根据图2.11的流程,首先要确定已知变量,罗列在表2.2中。设计结果如表2.3所示。
表2.2 300W半桥LLC谐振变换器已知变量

变量
输入电压范NVl. 额定输入电压 输出电压V。 输出功率Po 死区时间Tdcad 谐振频率‘ 频率变化范围岛姆

取值
300V---400V 380V 48V

300W
300ns

100姒Z
50l沮z一1501d-Iz
5A 300kHZ

启动电流I蜘

启动频率‰

表2.3 300W半桥LLC谐振变换器设计结果

变量
电流临界角矽耐 电流角0① 励磁电感Lm 谐振电感临界值k 谐振电感临界值k
mjnl

取值
10.80 21.60

494讯
65uH

rain2

41谢
65uH 58uH 44nF

谐振电感临界值k曲
谐振电感k0 谐振电容C, 最大结电容Ci啦; 额定品质因数Q

290pF
0.366

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注:①电流角取两倍裕量.

勿谐振电感这里取得比临界值小是为了兼顾谐振电容,因为谐振电容的容值比较局限,样机实 验时为了减小谐振电容的ESR,采用两颗22nF的薄膜电容并联。这个时候在谐振频率给定的情况下, 只能微调谐振电感.当然这增加了频率变化范围,但影响不是很大. 2.3.3.2仿真结果

仿真实验是在Pspice仿真软件中完成的,仿真电路如图2.14所示.图2.15是额定输 入电压与额定负载时变换器的仿真波形.图2.16是最小输入电压与额定负载时变换器的 仿真波形.图2.17是变换器的仿真增益曲线,从增益曲线上可以看出,励磁电感为494uH 时,最大增益已近达到设计要求。
瞎“

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0.1,lul.1

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一%

0.001

图2.14 300W半桥LLC谐振变换器仿真电路图

‘、




一 I

爪/ 心l心 /八, \y 7∥;》 /\V

口zⅡ正)oIlRⅫm








\/


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— 、

2…1
37SV


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.o一-

2S们-"

1251-"





,、m

/ 1 /¥
一 r. 。,一 ”1”

卤5蠕。,国1:温。m:-≯1“
Time

(a)谐振腔电流、励磁电流与开关管漏源电压波形

(b)副边二极管电流和电压波形

图2.15额定状态仿真波形(fsw=90.9kHz,Tdead=300ns,Vin=384V,Ro=7.68,Vo=47.9V)

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广

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●IlLr),I(Rauxl
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l 1

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f.
一。


l 一
’:
、一一


,.;

-一





、—,,一

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(b)为额定输入电压下变换器工作频率随负载变化的曲线,(c)为额定负载在变换器的 工作频率随输入电压变化的曲线.

a.1蠕霉

”.‘矗№

■匿?s.帅At’

p两‘.*旷
(b)

Ⅲ●:SS

77片,●¨

(a)

(c)

(d)

(e)

(f)

图2.18 300W半桥LLC谐振变换器样机实验波形

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0.96







∞ ¨

墨J|f古c∞耍扛∞



0.80








0(A)
(a)

t00

芏∞ 工

室∞
∞ 3



罡94







o(A)
(b)

l—●一T侉q-¨白l
100



80

60

/。
300 320

.7


360

280

340

380

加0

420

Vin(V)
(c) 图2.19 300w半桥L,L,C谐振变换器样机测试结果

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第3章单级高增益隔离升压型DC-DC变换器的研究与实现
某些新能源发电系统中,需要在系统的直流输出端和逆变器的输入端接入高频功率变 换器。一般的直流输入母线具有输入电压低,输出范围宽等特点。这就要求功率变换器具 有良好的宽输入适应性以及高效功率变换的特点。基于单级直流功率变换方案的新能源发 电单相并网系统如图3.1所示,系统的低压直流母线输出经过直流变压器升压后,得到满 足单相逆变需求的高压直流母线.

图3.1基于单级直流功率变换方案的新能源发电单相并网系统

本章以LLC谐振变换器为研究对象,制作了一台300W的全数字化控制的隔离升压 型DC.DC变换器样机。给出了具体的硬件系统设计与软件系统设计流程.

3.1样机指标
实验制作了一台300W的升压型样机,参数如表3.1所示,拓扑如图3.2所示。
表3.1样机参数表

Input

D1一 一

【D2 j L



Ⅵn Co歹 、
—-

134





【D3】 L

图3.2 300W升压型LLc谐振变换器拓扑

3.2硬件系统设计
3.2.1主电路参数设计 根据第二章介绍的流程化的LLC谐振变换器设计方法,设计主电路。表3.2为已知 变量,表3.3为设计结果。
表3.2 300W全桥LLC谐振变换器已知变量

变量 输入电压范围‰
额定输入电压 输出电压% 输出功率尸。 死区时间死cad 谐振频率石

取值
40V--,150V 60V 400V

300W
300ns

100蛆z 50娥z一1 501沮z
5A

频率变化范‰
启动电流‰
启动频率血n

300mZ

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表3.3 300W全桥LLC谐振变换器设计结果

变量
电流临界角秒耐 电流角伊① 励磁电感L。 谐振电感临界值k
minI

取值
lO.8。

21.6。

48谢
6.5uH

谐振电感临界值L础
谐振电感临界值k蛐
谐振电感k 谐振电容C,

2.3uH 6.5uH 6.5uH

400AF 5.8nF O.42

最大结电容cj-麟
额定品质因数Q 注:m电流角取两倍裕量.

3.2.2关键元件设计
3.2.2.1高频变压器

采用AP法进行高频变压器设计,设计过程如下表所示.
表3.4高频变压器设计己知变量

变量
磁芯材质(天通)

取值

输出功率R
输出电压%

m 洲


设计频率厂触
额定电流‘(有效值)




3l

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表3.5变压器设计设计结果

变量
磁芯型号

取值 PQ35/35
0.12T

最大磁通B。。 单位体积损耗P。 磁芯有效截面积凡
原边匝数N。 副边匝数Ns 原边线圈股数(O.1mm的利兹线) 副边线圈股数(O.1mm的利兹线) 设计铜损Pcu 设计铁损Pfc 设计总损耗P似

100mW/cm3
1.96cm2


54 300

60

0.645W O.744W 1.389W

3.2.2.2谐振电感

谐振电感的设计参数与变压器的基本相似,TP4A材质,型号为PQ20/20,Ae为 o.62cm2,最大磁通与单位体积损耗与表3.4中的参数一样.设计结果为7匝线圈,300股 的利兹线,开气隙,铜损为0.13W,铁损为0.28W,总损耗为0.41W。
3.2.2.3半导体元件

样机中原边MOSFET选用的英飞凌的Cool MOSFET,其型号为IPP05CNl0N,耐压 为100V,耐流为80A,最大导通电阻为5.1毫欧姆(T0263封装).副边二极管选用的飞 利浦公司的BVY27.600,其耐压为600V,耐流为1.6A,最大正向压降为1.25V。

3.3软件系统设计
芯片采用德州仪器公司的TMS320F28335t531,使用的是其中ePWM模块【541。
3.3.1程序流程 程序流程如图3.3所示,下面具体介绍每个步骤。

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图3.3主程序流程图

?为了减小采样误差,AD采样中连续采样8次,然后取平均值得到采样结果。 ?过压保护环节设置了两个等级的电压:保护电压和临界电压。当变换器的输出电 压高于临界电压或者连续多个脉冲高于保护电压,则关断PWM输出。 ?PI运算环节的结果直接赋给TBPRD。因此对PI结果直接进行限幅就可以限制开 关频率的范围。 ?为了保证固定的采样频率,需要在程序中加入采样等待环节。采样等待环节的思 路有两个:固定延迟时间和变化延迟时间。所谓固定延迟时间,就是手工运算得到延迟时 问,延迟时间为采样周期减去主程序运算时间.其优点是延迟程序简单,但是当主程序有 变化时,需要重新进行手工计算以得到延迟时间。而变化延迟时间,则是程序自动计算出 延迟时间,具体方法可通过读取时钟计数器的值来实现,进入AD采样后读取时钟计数器 值,进入延迟前再读取一次时钟计数器的值,两者之差就是程序运算时间,采样周期减去
33

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这个时间就可以得到变化的延迟时间.其优点是延迟时间自动调整,但是程序复杂,尤其 是在PFM控制中,由于采样周期和开关周期的不一致,在采样及数据处理程序运行时时 钟计数器的计数方向可能有四种(时钟计数器一直增计数、先增计数后减计数、一直减计 数和先减计数后增计数).因此计算程序运行时间时就需要考虑四种情况,当然这些可以 借助TBSTS寄存器的CTRDIR位和ETFLG的INT位来实现,但延迟程序因此变得复杂。 3.3.2校正环节的设计与数字化实现
3.3.2.1

LLC小信号建模

关于LLC小信号建模的文章并不多,常见的方法有拓展描述函数法【49】和仿真分析法 [50-511。拓展函数描述法太复杂,这里采用仿真分析法来获得LLC小信号的定性认识。图

3.4是基于PSIM仿真软件的小信号仿真电路刚511,仿真条件是60V输入电压,满载300W
输出.图3.5是小信号分析结果,位于窗口上方的曲线是幅频曲线,下方的是相频曲线。 因为图devco模块的小信号模型是一个常数,因此图中波特图就是LLC主电路的波特图. 可以发现,LLC主电路可以等价为双极点重合的二阶系统。因此实际校正时,可以有两种 思路。第一种是将带宽设计在LLC主电路极点之前,这个时候校正环节只要单极点单零点 的PI就够了.第二种思路是将带宽设计在LLC主电路极点之后,这个时候校正环节就需要 用PID调节以补偿主电路极点带来的180相位延迟。样机中采用的是第一种方法,虽然带 宽不能做大,但是动态性能足以满足要求。



图3.4基于PSIM仿真软件的小信号分析电路图
34

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--型生————_…———?———————_—__————————]

图3.5小信号分析结果

3.3.2.2校正环节的离散化

本实验中采用I型PI校正环节,其传递函数Gc(s)2:

Gc(s):K,+一Ki
采用双线性变换,离散化之后得到的z域传递函数Gc(z)为:

(3.1)

删=簪
KI=竽屿 K2=TKi*T—Kp

(3.2)

其中

(3.3)

式中,T为采样周期。 差分方程形式为:

u(n)=“(玎一1)+墨木P(,z)+K2木e(n—1)
式中

(3.4)

u(n),u(n.1)一一第11次PI结果,g(n-1)次PI结果 e(n),e(n.1)一一第n次误差,第(n一1)次误差

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3.3.2.3

PI运算子程序设计

PI参数在本实验中是通过控制变量法得到的,实验发现Kp在O.1和1之间变换器工作 在稳定状态,而飚取值在1000左右。PI运算子程序流程图如图3.6所示。由于PI积分容 易出现饱和问题,本程序中采用遇限停止积分法来改善饱和问题‘521。其基本思路是:当 控制量进入最值点(最大值或最小值)后,只进行相反方向的累积。若u(n-1)>=U脚x,则 只累积负偏差;若u(n.1)<-Umjn,则只累积正偏差。应用这种方法可以避免校正结果长时 fq停留在最值点。




l计算反馈值与给定值的l
偏差E(n)











一 一一











图3.6 PI运算子程序流程图

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3.3.3

ePWM模块设置 ePWM的主要功能是根据PI运算结果更新开关频率.下面介绍ePWM的设置以实现

这一功能.图3.7是ePWM模块的功能框图,灰色单元为实验中使用到的单元,有TB时 钟单元、AQ动作定义单元、DB死区控制单元和Tz保护单元。图3.8是死区时间固定的 对称驱动信号发生原理图。 ?TB时钟单元。TB时钟单元工作在Up.down模式。TBPRD工作在“映射”模式 下,每次读取PI运算结果,数据保存到TBPRD的映射寄存器中,等到CTR=0之后,再 去装载新的TBPRD值。 ?AQ动作定义单元.当TBCTR=TBPRD时,EPWMxA翻转。当TBCTR=0时, EPWMxA再次翻转。不断重复,就可以得到占空比为50%的原始驱动信号。 ?DB死区控制单元.DB死区控制单元工作在AHC模式【541下,EPWMxA作为输入, 设置RED=FED[541,这样子就可以得到死区时间固定的对称PWM输出。 ?TZ保护单元.当错误发生时,将EPWMxA和EPWMxB输出都强制拉低。设置 当检测到过压信号需要关断PWM输出时,程序发出一个强制TZ错误信号以执行设置好 的动作,关闭输出。

图3.7 ePwM模块功能框图

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RED

侧一
FED

i{



R日)_渺死“
图3.8固定死区时间对称驱动信号发生原理

3.4实验与分析
3.4.1仿真实验 仿真数据如表3.6所示,仿真电路如图3.9所示.仿真结果如图3.10所示.,其中(a)

为60V输入下完全谐振时工作波形,隐为谐振电容两端电压,矗为谐振腔电流。开关频率
98kHz,死区时间300ns,负载电阻580欧姆。(b)为50V输入电压下工作波形,开关频

率为66.7姐z,死区时间为300ns,负载电阻为750欧姆。(c)为40V输入电压下工作波
形,开关频率为51kHz,死区时间为300ns,负载电阻为850欧姆。
表3.6仿真参数表

变量
变压器
匝比n

取值

0.15

谐振腔 励磁电感Lm 谐振电感k
48ui-I 6.5uH

谐振电容C,400nF

第一谐振频瓤
MOSFET

100kHz

结ggcj

1.37nF

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图3.9仿真电路图

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飞 1




/、

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^VlnHl:1.cr:l

lJ
/、


/、

^V(RauXl:1.Cr:1



厂\



\ \

, \ / / |。 k./ S
8.5900m,s 8.6000ms

| i V
8.6081犯

/Ⅵ /h /1 1 √ \卜 \一 \/









Tim

(a)

(b)

八 八 八
√,\√
^V(阳UX,1:1,Cr:1 ^ ^ ^

\ 、J






/k 、尸




t\






。厂

Tt-蝇

一J

\J


(C)

图3.10仿真波形图
39

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3.4.2样机实验

图3.11是样机60V输入电压下的实验波形和结果分析图。(a)为原边开关管驱动电 压(CHl,10V/格)与漏源电压波形(CH2,20W格).可以看出,变换器实现软开关. (b)为谐振电容两端电压(CHl,50W格)与通过谐振电感的电流(CH2,6.5A/格).(C) 为负载从轻载到满载切换的切换波形。其中CHl为输出电压波形,100V/格;CH2为谐 振腔电流波形,13A/格。(d)为效率分析曲线,垂直横轴的两条虚线分别为半载线和满载 线。从半载到满载这个区域,变换器效率都在96%1)J,上,满载效率96.4%,最大效率96.6%.

抽11/][Z,t'L7坛:一:荔E;;;;;兰篓曼量虱I-NormaI

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HIntCl) RtqjiCl!

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2.舅i删
1.签—∞U

1.∞13¨HIB(r’)‘l?∞16w

(a)

(b)

(C)

(d) 图3.1 1 60V输入电压下实验波形和效率分析

图3.12是样机50V输入电压下的实验波形和结果分析图。(a)为原边开关管驱动电 压(CHl,10v/格)与漏源电压波形(CH2,20Vfl恪-).可以看出,变换器实现软开关。 (b)为谐振电容两端电压(CHl,50V/格)与通过谐振电感的电流(CH2,6.5A/格).(C) 为负载从轻载到满载切换的切换波形.其中CHl为输出电压波形,100V/格;CH2为谐
40

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振腔电流波形,13A/格。(d)为效率分析曲线,垂直横轴的两条虚线分别为半载线和满载 线.从半载到满载这个区域,变换器效率都在96%以上,满载效率96%,最大效率96.4%。
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(c)

‰㈨ 功)
图3.12 50V输入电压下实验波形和效率分析

图3.13是样机40V输入电压下的实验波形和结果分析图。(a)为原边开关管驱动电 压(CHl,10V/格)与漏源电压波形(CH2,20W格).可以看出,变换器实现软开关。 (b)为谐振电容两端电压(CHl,50V/格)与通过谐振电感的电流(CH2,6.5A/格)。(C) 为负载从轻载到满载切换的切换波形.其中CHl为输出电压波形,100W格;CH2为谐 振腔电流波形,13A/格。(d)为效率分析曲线,垂直横轴的两条虚线分别为半载线和满载 线。从半载到满载这个区域,变换器效率都在96%以上,满载效率95.3%,最大效率96%。

41

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CIll

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(a)

(b)

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丹 辎 椎oJo 辅 制

'OO

■出功率fW)

(C)

(d) 图3.13 40V输入电压下实验波形和效率分析

42

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第4章级联型隔离升压DC.I)C变换器的研究与实现
第3章介绍了某些新能源发电系统中直流功率变换环节的单级型解决方案。这里我们 介绍另外一种可行的解决方案一一级联型解决方案。单一的Boost变换器无法满足高增益 隔离升压型的功率变换需求.为此可以引入“Boost级联直流变压器”的功率变换方案, 即在风力发电机的输出端和Boost变换器的输入端接入直流变压器,从而使得Boost变换器
可以工作在理想区域.

基于级联型功率变换方案的新能源发电单相并网系统如图4.1所示。系统的低压直流 输出经过直流变压器升压后,得到中高程度的直流电压,再经过Boost变换器的升压稳压 得到并网逆变所需的高电压。

图4.1基于级联型功率变换方案的新能源发电单相并网系统

Boost变换器是一种很成熟的拓扑,这里不再介绍和研究,而是主要介绍一款谐振型 软开关直流变压器的研究与实现。研究与实现的对象是LLC谐振变换器的不调压形式一 --LLC谐振型直流变压器。将LLC谐振变换器设计成直流变压器不是简单的开环处理, 而是需要合理地设计谐振网络以保证直流变压器的增益具备一定的频率稳定性(这里的频 率指的是直流变压器的开关频率).本章节介绍LLC谐振型直流变压器的设计方法、分析 该类直流变压器的负载特性并制作了300W的升压型软开关直流变压器样机。
4.1

LLC谐振型软开关直流变压器的分析与设计
LLC谐振型直流变压器工作在完全谐振状态时,变压器增益即为隔离变压器的匝比

(变压器增益M定义为输出电压圪与输入电压%的比值,ggM=VJ%).然而实际电路中, 由于元件参数的误差,完全谐振很难保证。因此,设计直流变压器的的方法是保证LLC 谐振型直流变压器的增益在完全谐振点附近保持一个相对恒定的数值。
43

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4.1.1主要工作波形 LLC谐振型直流变压器的拓扑如图4.2所示,主要工作波形如图4.3所示.一个开关 周期内,LLC谐振型直流变压器共有六个阶段.根据桥臂的对偶性,这六个阶段可以分 为三种模态,分别是:结电容充放电模态,开关管体二极管续流模态和开关管导通模态。 这些模态和输出稳压的LLC谐振变换器类似,文献[18]里有输出稳压的LLC谐振变换器 的模态分析篇幅,这里不再重复。

1. 1n



Vin

图4.2

LLc谐振型直流变压器



I.s1,s3

:S2,S4:



/|


in

l Vin|\;
声/


供‘

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.,


/、





图4.3

LLC谐振型直流变压器主要工作波形

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4.1.2谐振腔设计方法 设计LLC谐振型直流变压器谐振网络的方法是保证变压器的增益在完全谐振点附近 保持一个相对恒定的数值.基于这个原则,进行增益的参数扫描,从而得到了励磁电感和 谐振电感的最佳设计值.

根据文献[43]的分析,可以得到LLC谐振型直流变压器励磁电感的最佳值厶柳r为:

L.叫5茜
式中

㈡-’

%4厂一死区时间

%一一原边开关管寄生结电容
在单位匝比下,我们关注电感比^对增益曲线的影响。在我们所关心的频率范围内(围 绕岛=1点,打以±50%变化)得到完全谐振点附近变压器增益随h变化的增益曲线族,如图 4.4所示.从图上可以看出,Iji越大,在谐振点附近的增益变化就越小.因此,为了使变压 器增益在完全谐振点附近的频率的敏感度降低,应该要将h设计得越大越好。但实际电路 中,^有一个上限,这个上限就是励磁电感与变压器漏感的比值。因此,谐振电感的最佳

设计恤仰,即为隔离变压器漏感(包括原边漏感丘-P和副边折算漏感咒2’三o).
L,咧=厶P+咒2?厶,
(4.2)

图4.4完全谐振点附近的增益曲线族

45

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对比LLC谐振型直流变压器与输出稳压的LLC谐振变换器的谐振网络设计,两者最 大的不同在于电感比h的设计。输出稳压的LLC谐振变换器一般都有一定的输入电压范 围,为了稳定输出电压,h的值不能太大,否则无法满足增益调节要求。因此谐振电感往 往需要采用独立的漏感骨架或者采用特殊的可以将漏感集成到其中的隔离变压器骨架中。 而LLC谐振型直流变压器的谐振网络设计时,将电感比Jjl设计在最大状态,使得变压器 增益对频率的敏感度控制到最低。这个时候,谐振电感就可以直接利用漏磁,隔离变压器 无需采用特殊骨架.
4.2

LLC谐振型直流变压器的负载特性分析

4.2.1完全谐振时电路特性分析 LLC谐振型直流变压器工作在完全谐振状态时,厶和C,网络的串联阻抗为零,变压器 增益为1伪。谐振网络电流‘∥为正弦波,励磁电流如∥为三角波。

次侧电流有效‰,和励磁电流的幅值厶口七分别如式(4.3)、(4.4)和(4.5)所示,三个
函数都是以输出电流厶为自变量,以配合下面的损耗分析.

根据文献[42]和[43]的分析,谐振电流即变压器一次侧电流的有效值k、变压器二

L—p(,。)=而1?

(4.3)

L一川=击?v 5(12万=:48

En.'万?嘭+,;

(4.4)

L,袅
4.2.2交压器增益的负载特性分析

“.5)

考虑寄生效应,LLC谐振型直流变压器的基波等效模型如图4.5(a)所示。谐振网络电 流‘的峰值在较大的负载范围内(轻载到满载)远大于fm的峰值的,简化分析时可以忽略 厶。支路。这种近似在升压LLC谐振型直流变压器中更为准确.根据上节提到的设计方法, 等效漏感和谐振电容在直流变压器模式时阻抗为零。由此得到简化模型,如图4.5(b)所示. 图4.5中三lJ,三l-S为原副边漏感; Rs_p,Rs-s为原副边线圈寄生电阻;尺。l硫p,尺。妇。。为原

副边线路寄生电阻;RCr,‰为谐振电容的ESR和MOSFETf昀导通电阻.
根据图4.5,可以得到变压器增益M的负载特性表达式,具体推导过程如下:

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忽略励磁电流’司以得到谐振网络电流和副边耦合到原边的电流相等’即J,=专_‘

又%=呈争圪,根据能量守恒,可得_=轰L
根据基尔霍夫电压定律可得

‰=三n0?足一。+n.Vof,其中R一肼为总寄生电阻?
对上述式子进行化简,过程如下:

竽圪=言.击¨一。小刀萼.圪
%=吉等R一。小克?_

得孙圪=争一砉.等E一埘.L 增益可以表示为:Gain=丙Vo=!n一乌导.L 胁



式中咫舅为折算到输出直流侧的等效寄生电阻,其表达式为:

Rs_eq-.=等.[nl-T(K,_p+Rc,+2屯M一吣)~一,州一吣】

(4.6)

M=乏÷等t



(4.7)





蝇%吣2mnLm薹n2R洲…ReqP
(a)完整模型

彳、

Hir—rR~r

LI-p叮Rs_p n2Ll叫s


n2Rs



1刮



±吃

±匕

(b)简化模型 图4.5考虑寄生效应后LLC谐振型直流变压器的等效模型

47

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4.2.3变压器效率的负载特性分析 考虑的损耗主要有:隔离变压器损耗、开关管损耗、二极管损耗、电容ESR损耗以 及引线寄生电阻损耗。损耗分析时,将这些主要损耗分为三类:隔离变压器损耗、寄生电 阻损耗以及其它损耗。
4.2.3.1隔离变压器损耗

一般来说,隔离变压器的损耗主要有绕组的铜损和磁芯的铁损两部分组成的。其中,

绕组的铜损又包括了一次绕组的铜损和二次绕组的铜损。铁损忍可表示为: R=B?圪
(4.8)

式中凡一一磁芯单位体积损耗,可由磁芯的数据手册上查到;圪一一磁芯体积. 在查磁芯的氏参数时,要根据隔离变压器的温升、工作频率以及磁通变化量来选择。
为了最大程度减小绕线电阻,高频变压器用利兹线绕制,因此可以近似忽略线圈的高频效 应,只考虑直流分量损耗。

R,,:盟,尺,,:盟


(4.9)

p—h'tz.p



s‘n娩.|

式中

咫口,足,一一模型中提到的原副边线圈电阻

p一一铜的电阻率

‰,z。一一原边和副边匝数 b磊一一原边和副边每匝线圈的平均有效长度 卸,风一一原边和副边利兹线单股的有效通流面积
nlitz

D,nlitz。一一原边和副边利兹线股数

原副边铜损可表示为

吃一,以)=k—p以)“足一, 吃,(Io)=k,以)珥尺,,
隔离变压器总损耗为

(4.10)

嚷(,。)=易+圪一p(L)+圪一,(L)

(4.11)

4.2.3.2寄生电阻损耗氏
寄生电阻主要有MOSFET的导通电阻,谐振电容的ESR以及导线寄生电阻。

气(,。)=,。一p(如)2?(2R。+Rc,+Rline—p)+k一,(如)2木‰一,

(4.12)

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4.2.3.3其它损耗Rmcr 其它损耗主要是二极管损耗以及输出电容损耗,都可以表示为输出电流厶的函数.

厶∥弘竽L一肛)?%
式中 %一一副边二极管的导通压降

(4.13)

4.2.3.4总损耗‰ 总损耗‰可以表示为
厶(I。)=eTx(,。)+%(,。)+厶,(,。)
4.3实验与分析
实验研制了一台100kHz的300W升压型样机,输入电压为40V-60V,额定输入电压 为60V,理论直流增益为5.根据第三节的增益和效率分析结果,应该尽量控制变压器的 寄生参数,尤其是原边寄生参数。因此主要措施为:采用低导通电阻的CoolMOSFET管, 低ESR的薄膜电容,采用寄生电阻小的利兹线(原边200股,副边30股). 样机选用的元件为:原边开关管:IPP086N10N3(100V,80A);副边二极管:MUR860 (600V,8A);磁芯:铁氧体,PQ35/35;控制芯片:KA3525.根据选择的元件的相关参 数,得到Tdead=200ns,Cds=0.5nF,fr=-100kHz,得到励磁电感Lm的最佳设计值为400uH。 实验中,为了抑制死区振荡,励磁电感Lm选用100uH。设计的高频变压器,原边匝数 15匝,副边匝数78匝,直流变压器理论空载增益为5.22,等效漏感为1.03uH,谐振电容
为2.33uF.
(4.14)

样机的实验波形如图4.6所示。4.6(a)为额定60V输入电压满载工作NQ3管驱动电 压V擎、漏源电压Vds和谐振网络电流ir。4.6(b)为40V输入电压满载工作波形,实验结果 与图4.3的工作波形吻合。

49

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(a)额定60V输入电压下满载工作波形

(b)低压40V输入电压下满载工作波形

图4.6实验波形

样机的负载特性曲线如图4.7所示。4.7(a)和4.7(b)分别为额定输入电压下直流变压器 的增益和负载特性曲线;4.7(c)和4.7(d)分别为40V输入电压下直流变压器的增益和负载 特性曲线。对比4.7(a)和4.7(c)发现,实验增益的变化趋势与理论分析一致,但变化斜率 不相等。这是因为,实际输出电容达不到理论上的无穷大,因此实际输出电压无法建立到 理论值的水平。根据理论的增益曲线,40V输入电压与额定输入电压的增益负载特性的斜 率比应为1.5。实验测得的比值约为1.6,可见增益曲线可以较准确地反映输入电压对增益 的影响,由此也说明了增益负载特性分析的准确性。 实验测得额定输入电压下直流变压器满载效率为97.2%,理论计算的结果为97.4%, 基本和理论吻合。40V输入电压时直流变压器满载效率为94.6%,理论计算的结果为 96.1%,两者有较大误差。这是因为低压输入满载工作时,由于结电容不能完全充放电, 管子开通时会出现振荡,因此会有附加的开关损耗.图4.6(b)显示了这种振荡。开关损耗 的介入导致实际效率与理论效率有较大减小,这也是设计中要避免的.

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效 塞
/%

输出电流Io/A

输出电流Io/h

(a)额定输入电压时的增益负载特性曲线

(b)额定输入电压时的效率负载特性曲线

效 塞
/%

输出电舅缸o,▲

输出电流Io/h

(c)40V输入电压时的增益负载特性曲线

(d)40V输入电压时的效率负载特性曲线

图4.7直流变压器的负载特性曲线

51

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第5章隔离型DC.DC交换器中的输出倍压技术
5.1隔离型DC.DC变换器中输出倍压技术的种类
隔离型DC.DC变换器的输出倍压技术的种类主要有整流倍压技术和谐振倍压技术两 种。其中整流倍压技术有两种形式,桥式和梯形整流倍压技术.DC.DC变换器中采用的 倍压技术与普通的AC.DC整流器中采用的倍压技术在拓扑上没有本质区别,不同点在于 普通的整流器中倍压技术是低频的,而在直流变换器中,其倍压技术的特点是高频。 高频输出倍压技术(也就是说在直流变换器中用到的倍压技术)和低频输出倍压技术 (也就是在普通整流器中用到的倍压技术)在结构上面是一致的,关键就是元件选用。在 高频输出倍压技术中,由于电容中流过的是高频纹波,因此一定要注意对ESR的控制, 电解电容要选用低ESR的高频电解电容。图5.1中列举了常见的四种常见的四种全波整 流的拓扑,其中(a)、(c)为全桥倍压拓扑(图(c)所示拓扑本质上也是两相半波整流 的叠加,增益为全桥整流拓扑的两倍,因此也归纳为全桥倍压拓扑。);(b)为梯形倍压拓 扑;(d)为全桥谐振倍压拓扑。


2、 、C





rf

A DC
, 、

J/I 1



z∑





_

、DC





Z、



(a)

AC






+ ∑ 了



DC DC



.rrm






、.

(c)
图5.1常见的四种全波整流拓扑

(d)

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5.2

DC.DC变换器应用输出倍压技术的基本条件
典型的隔离型DC.DC变换器有全桥(半桥)变换器、移相全桥变换器、正激变换器、

反激变换器、LLC谐振变换器、隔离型Boost变换器等。这些变换器中,有些可以采用输 出倍压技术,有些则不能采用。文献[18】中列举了各种常见的DC.DC变换器的特性表,
如表5.1所示。
表5.1各种常见DC-DC变换器的特性表

注:这里在定义单端和双端变换器时,是根据磁芯的工作特性,如果磁性双向励磁,则为双端,
单向励磁则为单端。

文献[18]得到这么一个结论:只有双端的且变压器输出为电流型的变换器才可以使用 输出倍压技术.这个结论本身没有错,但是有点狭隘,因为实际上任何双端变换器都可以 使用输出倍压技术。变压器输出为电流型的变换器,其输出倍压的可行性已经得到验证, 这里不再介绍,具体可参考文献[18]中关于这一方面的介绍。对于变压器输出为电压型的 变换器,通过引入谐振倍压技术,就可以实现输出倍压。因此,DC.DC变换器如果要采 用输出倍压技术,需要满足一个基本条件:变换器为双端变换器。 本章以全桥变换器为例子来介绍谐振倍压技术。

5.3输出谐振倍压技术的实验研究
5.3.1全桥谐振倍压输出变换器分析与设计 图5.2是全桥谐振倍压输出样机的电路图。表5.2是全桥谐振倍压样机规格,表5.3 是样机参数表。

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图5.2全桥谐振倍压输出样机电路图

表5.2全桥谐振倍压样机规格

表5.3全桥谐振倍压样机参数表

这里需要特别指出的隔直电容Cd的设计。隔直电容的作用是隔离直流信号,选用时我 们期望其高频阻抗可以尽量小,减小对有用信号的阻尼。实际中会发现,由于励磁电感的 存在,要避免Cd与Lm发生串联谐振。另;,t-cd与Lm可以等效为一个LC滤波电路。这是一个 交流滤波电路,其作用是通交流,隔直流。利用LC的阻抗比值,可以得到隔直电容与励 磁电感网络的增益特性,如图5.2所示。(a)图的电容扫描范围是10nF至0 500nF,(b)的
扫描范围是500nF至0 3uF.可以发现电容值取luF之后,基本上增益就可以近似为1.选

定C,=3uF,用三个luF的CBB并联实现。

浙江大学硕士学位论文

(a)

(b)

图5.3隔直电容与励磁电感网络的增益特性

5.3.2实验与讨论 实验波形如图5.4所示,(a)为原边开关管驱动电压(CHl,20V/格)与漏源电压波 形(CH2,20V/格)。(b)为谐振电容两端电压(CHl,50V/格)与通过谐振电感的电流(CH4, 1~格)。(c)为输出电容电压波形,其中CHl为输出电压波形,100W格;另外两个通道 为两个谐振倍压电容两端的电压波形,也是IOOV/格。图5.5是增益分析结果,可以看出, 从轻载到满载的范围内,变换器增益基本上维持在变压器增益的两倍左右,也就是说在全 负载范围内实现了倍压。

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浙江大学硕士学位论文

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图5.4全桥谐振倍压型样机实验波形

3.9l

3.96

C ∞

o 3.94



∞ '





3.92

3.90

3.88 10









60

70

80

90

100

1t0

120

Output Power(W)

图5.5全负载范围内变换器的增益分析结果

浙江大学硕士学位论文

第6章总结和展望
6.I总结
本文对宽输入隔离升压型DC-DC变换器进行了研究,主要包括以下内容:
?

对隔离型DC-DC拓扑进行了归纳总结,类似于非隔离型DC-DC变换器,将隔离型DC—Dc 变换器分为三类:隔离型Buck变换器、隔离型Boost变换器和隔离型Buck-Boost变 换器.总结了未来隔离升压型DC-DC变换器的一般特点。

?针对LLC谐振变换器设计方法的不足,提出了一种基于“电流角”的LLC谐振变换器 参数设计方法。提出了LLC谐振变换器中普遍存在的“电流三角形”模型,利用该模 型中的电流角取设计LLC谐振变换器可以直接对换流过程进行控制,非常有利于软开 关条件的分析与软开关的顺利实现。然后通过实验对方法的可行性进行了验证。 ?针对宽输入的隔离升压功率变换,提出了两种解决方案:单级型和级联型。其中单级 型方案采用LLC谐振变换器作为研究对象,设计了一台全数字化控制的宽输入样机, 给出了详细的硬件和软件设计流程。级联型方案中,对基于LLC谐振变换器的“直流 变压器”进行了研究,分析了其效率特性和负载特性,并提出了优化设计方法。
?

对隔离型DC-DC变换器中的输出倍压技术进行了扩充,提出了隔离型DC-OC变换器使 用倍压技术的一般条件:对于任意的双端变换器,都可以采用输出倍压技术.其中变 压器输出为电流型的可以采用整流倍压技术,变压器输出为电压型的可以采用谐振倍 压技术.最后对谐振倍压技术进行了实验研究。

6.2展望
尽管本文已在宽输入隔离升压型DC-DC变换器的研究中取得了一定成果,但依然有很 多方面可以改进和更为深入的研究:
?

改进型LLC谐振变换器参数设计方法中,虽然指出了临界电流角与MOSFET结电容充 放电所需电荷量的定量,但实际上环流过程中需要考虑的寄生电容参数还包括高频变 压器寄生电容以及副边二极管寄生结电容,这些寄生参数都考虑进去,才能准确计算
出临界电流角。

?在升压型LLC谐振变换器的小信号分析中,只是借助PSIM仿真软件对LLC小信号获 得了定性认识.为了实现稳定可靠的设计,需要对LLC小信号获得定量的认识,这就 需要借助更加精确的LLC小信号模型或者小信号分析仪。
57

浙江人学硕上学位论文

?

直流交压器中完成了直流变压器的负载特性和效率特性的定量分析,这些都为优化设 计提供了指导.但是实际应用时,还需要考虑启动特性和动态响应等,这些还需要更 深入的分析与研究。

?谐振倍压技术可以解决变压器输出为电压型的DC-DC变换器的倍压问题,但实验中所 采用的谐振倍压方案实际上类似于串联谐振变换器,只不过谐振腔现在位于副边。其 最大的弊端就是增益随频率变化而变化,也就是说,需要工作在定频条件下,这就限 制了其应用范围,因此该方案以及更加优秀的倍压方案还有待继续研究和发现.

w-

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宽输入高增益隔离型DC-DC变换器的研究
作者: 学位授予单位: 陈申 浙江大学

本文链接:http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_Y2047446.aspx


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