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非对称半桥式开关电源的分析与设计22


2008年 7月 25日第 25卷第 4期

T e leco Powe r T echnology m

Ju. 25, 2008, V o . 25 N o 4 l l .

文章编号: 1009 3664( 2008) 04 0042 05

设计应用

非对称半桥式开关电源的分析与设计
王 伟, 徐 申, 吴建辉 (东南大学 电子科学与工程学院, 南京 210096) 摘要: 非对称半桥电路拓扑采用脉冲宽度调制技术, 具有易实现零电压 开关的优点 , 可广 泛应用于家 用电器, 汽车电 子等领域中。文中首先介 绍了非对称半桥电路的工作原理, 接 着对其进 行了稳 态分析, 重点 给出了 一个非 对称半 桥式开 关电源的设计过 程。考虑 到拓扑结构参数和零电压开关的影 响, 对 电路的 输出电 压进行了 修正。此 外, 谐 振电感 和死区 时间是确保零电 压开关实现的两个重要参数, 文中给出了其实际的设 计过程, 并通过仿真证明了其实现的可行性。 关键词: 非对称半桥; 零电压开关; 脉冲宽度调制; 电源 中图分类号 : TN 86 文献标识码 : A

Analysis and Design of A symm etricalH a lf B ridge Converter
W ANG W e, XU Shen WU Jian hu i i , ( D epa rt ent of E lectronic Sc ience and Eng ineering Southeast U niversity, N anjing 210096, Ch ina) m , A bstract T he topo logy o f asymm etrica l ha lf b ridge circu it uses the pulse w idth modu la ting technique wh ich can eas ily rea lize : , the ZV S It s used in the w idespread application o f 150~ 500 w att power It has the w ide app lication scope in the do estic e lec . . m tr ic app liances and automob ile e lectron. W e introduce the princ ip le of asymm etrical ha lf br idge m a in circu it first then w e carry on , the stable sta te analysis o f the c ircuit w e lay emphasis on the design process of asymm etr ica l half bridge A rev ised vo ltag e transfer , . ra tio o f the converter is der ived consider ing the influence of circu it pa ra e ters and the ZVS transition. Tw o c ircu it pa rame ters re m sponsible for m a inta in ing the ZV S operation are the transfo r er leakage inductance and the inte rlock de lay ti e W e g ive the ac tua l m m . design process and prove its rea listic feasib ility by si ulation. m K ey w ords asymm etr ica l ha lf bridge zero voltage sw itch( ZV S); pulse w idth m odulate power supp ly : ; ;

0 引



进一步提高。 本文围绕非对称半桥电路的分析与设计, 综合成 本与性能, 论述了其工作原理过程, 优化了电路参数, 最后通过波形仿真分析, 证实其实际可行性。

非对称半桥 DC /DC 变换器对于传统的半桥变换 器而言, 具有易实现软开关, 开关电压应力小, 结构简 单, 所用元器件少等优 点, 应用范 围十分广泛。文献 [ 1] 介绍了从无 负载到重载 情况下实 现非对称 半桥 ZVS 这能够解决 EM I( 电磁干扰 ) 噪声问题和实现高 , 效率。文献 [ 2] 详细给出了非 对称半桥 DC /DC 变换 器的工作原理和波形图, 采 用非对称 PWM 技术来调 整输出电压以及改善占空比利用率, 并且精确分析了 电压电流关系式。文献 [ 3] 对比了对称半桥电路与非 对称半桥电路, 并为了改善非对称半桥电路变压器直 流偏磁较大的问题, 提出了副边绕组非对称的非对称 半桥电路。但是实际应用中调整匝数比只对某些占空 比有效, 并不能彻底解决非对称半桥变换器偏磁问题。 文献 [ 4] 介绍了一种优化设计的非对称半桥电路, 通 过参数优化和采用同步整流, 使得变换器效率得到了

1 非对称半桥工作原理分析
主电路如图 1 所示, 主开关为 MOSFET S1 和 S2, 由于是电压驱动控制器件, 所以有驱动功率小, 工作速 度快, 驱动电路简单等优点。 Ds1和 Ds2为 S1 和 S2 的寄 生二极管, 谐振电容 Cs1和 Cs2为 S1 和 S2 的寄生电容。 隔直耦合电容 C b 的作用是防止由于两个开关管的特 性差异而造成变压器磁芯饱和, 从而提高主电路的抗 不平衡能力。变压器 T 等效为激磁电感 Lm 与理想变 压器并 联, 再串联 一个谐 振电感 Lk ( 包括 变压器 漏 感 )。变压器原边匝数为 N 1, 副边匝数为 N 21和 N 22, 采 用全波整流, 超快恢复二极管 D1 和 D2, 输出滤波电感 Lf, 滤波电容 C f。隔直耦合电容 Cb 电压为 U cb =DU in, 变压器匝比为 n 1 =N 21 /N 1, n2 =N 22 /N 1。 1. 1 开关工作过程分析 非对称半桥是在开关转换过程中, 变压器漏感和 主开关的寄生电容产生谐振时才能实现 ZVS 。非对称 半桥电路波形如图 2所示, 其拓扑在一个周期内共有 8个工作状态, 前半周期与后半周期的工作状态几乎 一致。下面结合图 1和图 2 通过整个工作周期 t0 ~ t10 ,

收稿日期: 2008 04 03 基金项目: 江苏省科技攻关项目, 高性能 汽车专 用电子 调节器 的研发与产业化 ( BE2007026) 作者简介: 王 伟 ( 1983 ), 男, 汉族, 籍贯江苏, 现在 东南大学 电子科学与工程 学院 攻读硕 士学 位, 主要 从事 开关 电源 系统 方面的研究。

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王 2008年 7月 25日第 25卷第 4期

伟 等: 非对称半桥式开关 电源的分析与设计

T e lecom Pow er T echno logy Ju.l 25, 2008, V o.l 25 No. 4

来简单阐述该非对称半桥 ZVS拓扑的工作原理。

图 1 非对称半桥电路原理图

为便于分析, 我们假设: ( 1) 所有元器件均为理想元器件; ( 2) 开关管寄生电容 C s1 = C s2 = C; ( 3) 滤波电感足够大, 负载电流 io 可视为恒流源; ( 4) 激磁电感足够大, 使得 im 近似为恒流源; ( 5) MOSFET 与二极管导通压降为零。 状态 1( t0 ~ t1 时刻 ) 电容充放电阶段: 在 t= t0 时, 开关管 S1 关断, 原边电流 ip 流过寄生电容 C s1和 C s2, C s1充电而 C s2放电。由于寄生电容 C s1和 C s2与谐振电 感 L k 对于激磁电感 Lm 而言非常的小, 整流二极管 D1 导通, D2 关闭, iD 1 = io, 所以 ip = I s1 = im + io n1 近似保持 不变, 充放电过程可看作线性的。 Ud s1 = IS1 ( t - t0 ) 2C IS 1 ( t- t0 ) 2 C ( 1) ( 2)
图 2 非对称半桥电路波形

状态 4( t4 ~ t5 时刻 )准恒流阶段: 在 t= t4 时, 开关 管 S2 完全导通, 二极管 D1 关闭, 流过二极管 D2 的电 流 iD 2 = io。在 t= t5 时, 开关管 S2 关断, 原边电流 ip = I s2 = im - io n2 近似保持不变。 状态 5( t5 ~ t6 时刻 )电容充放电阶段: t = t5 时, 开 关管 S2 关断, 原边电流 ip 给 C s2充电而 C s1放电, 整流 二极管 D2 导通, D1 关闭, iD2 = io, 所以 ip = im - io n2 近 似保持不变 Uds1 = U in + U ds2 = IS2 ( t - ts ) 2C ( 8) ( 9)

I S2 ( t- ts ) 2C

状态 6( t6 ~ t7 时刻 )谐振阶段: 在 t = t6 时, U p = U cb = DU in, 变压器原边电压为 0 谐振电感 Lk 和寄生 , 电容 Cs1和 Cs2开始谐振, ip 减小, D1 开始导通。在 t= t7 时, Up 充电至 U in U ds2 =DU in - I s2 Z sin ( t- t6 ) w ip = I s2 cos ( t- t6 ) w ( 3) ( 4) ( 5) ( 6) U ds1 = ( 1-D ) U in + I s2Z sin ( t - t6 ) w ( 10) ( 11) ( 12)

U ds2 = U in -

状态 2( t1 ~ t2 时刻 )谐振阶段: 在 t = t1 时, U p = U cb =DU in, 变压器原边电压为 0 谐振电感 L k 和寄生 , 电容 C s1和 C s2开始谐振, ip 减小, D 2 开始导通。在 t= t2 时, Up 放电至零电压。 Ud s2 =DU in - I S1Z sin ( t - t1 ) w ip = IS 1 cosw ( t- t1 ) U ds1 = ( 1-D ) U in + I s1Z sin ( t - t2 ) w w= 1 2L kC Z= Lk 2C

状态 7( t7 ~ t9 时刻 ) 电感放电 阶段: 在 t = t7 时, U p为 U in, 开关管 S1 的反并 联寄生二 极管 D s1导 通。 在 t= t8 时, 开关管 S1 零电压导通。整流二极管电流 iD 2线性下降, iD1线性上升。在 t= t9 时, ip 达到最大值, iD 2为零, iD1 = io ip = ip( t7) + ( 1-D ) U in ( t- t7 ) Lk ( 13)

状态 3( t2 ~ t4 时刻 )电感放电阶段: 在 t= t2 时, U p 为零电 压, 开关管 S2 的反并联寄生二极管 Ds2导 通。 谐振电感 Lk 所加的电压为 - U cb, 使得原边电流 ip 线 性降低。在 t= t3 时, 开关管 S2 零电压导通, ip 过零改 变方向并且反向 增大, 从而实现 S2 的 ZVS 。在 此阶 段, 整流二极管电流 iD1线性下降, iD 2线性上升。在 t= t4 时, ip 达到最大值, iD 1为零, iD2 = io ip = ip( t2) DU in ( t - t2 ) Lk ( 7)

状态 8( t9 ~ t10时刻 )准恒流阶段: 在 t= t9 时, 开关 管 S1 完全导通, 二极管 D2 关闭, 流过二极管 D1 的电 流 iD 1 = io。在 t= t10时, 开关管 S1 关断, 原边电流 ip = I s1 = im + io n1近似保持不变。 1. 2 非对称半桥的稳态分析 电路稳态分析是电路参数设计和优化的根据, 为 了简化稳态分析, 做如下假设: ( 1) 所有元器件均为理想元器件; 43

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( 2) 忽略相对周期很小的死区时间; ( 3) 电容 Cb 和 C f 足够大, 从而忽略纹波电压; ( 4) 输出滤波电感 Lf 工作于电流连续导电模式; ( 5) 输出电容 C f 足够大, 其两端电压为定值 Uo。 1 2 1 隔直电容电压 . . 稳态工作时, 由变压器伏秒平衡, 电压的直流分量 都降落在隔直电容 Cb上 U cb =DU in 1 2 2 输出电压 . . 由滤波电感的伏秒平衡, 可以得到 Uo = ( U in - U cb ) Dn1 + Ucb ( 1-D ) n2 1 2 3 占空比 . . 由输出电压方程可知, 占空比 D 为 1 1 ! 2 2 1 2 4 变压器偏磁 . . D= 14Uo U in ( n 1 + n 2 ) ( 15) ( 14)

稳态时, 变压器原边的电流直流分量为零, 则有 I s1 [ DT - ( t8 + t9 ) + 1 1 t3 + t9 ] + 2 2 1 1 t4 + t8 ] = 0 2 2 ( 29) Is1DT + I s2 ( 1-D )T + ( 1- 2 )L k D 2 ( I s1 - I s2 ) = 0 2 ( 1-D )U in D ( 30) I s1 = Im + n1 I o I s2 = Im - n2 I o Im = I o [ n2 ( 1-D ) - n1D ] 2 k s o

I s2 [ ( 1-D )T - ( t3 + t4 ) +

( 31) ( 32)

( 1- 2 ) L f I D 2 ( n + n2 ) 2 ( 1-D ) U in 1 D ( 33) ( 1- 2D ) L f I 2 ( n + n2 ) 2 ( 1-D ) U in 1 D ( 34)
2 k s o 2 k s o

I s1 = I o ( 1-D ) ( n1 + n2 ) ( 16) I s2 = - Io D ( n1 + n2 ) ( 17)

由于隔直电容电流的直流分量为零, 即 Im + I oDn 1 - I o ( 1-D ) n2 = 0 激磁分量为 Im = I o ( 1-D ) n 2 - IoD n1

( 1- 2 ) L f I D 2 ( n1 + n 2 ) 2 ( 1-D ) U in D ( 35)

2 非对称半桥的参数优化和设计
2. 1 输出电压的修正 上述电路稳态分析时是忽略了谐振电感的存在和 ZVS转换过程, 实际上在 t1 ~ t4 和 t6 ~ t9 时副边电压 为零, 因此提出了实际情况下修正的输出电压。 各个时间段如下所述: t0 =DT - t1 - t2 - t8 - t9 2C ( U in - U cb ) I s1 U cb 1 t2 = arcsin ( ) w I s1 Z t1 = L k ( Is2 - ip ( t2) ) - U cb t5 = ( 1-D )T - t6 - t7 - t3 - t4 t3 + t4 = t6 = 2CU cb Is2 ( 18) ( 19) ( 20) ( 21) ( 22) ( 23) ( 24) ( 25)

原边开 关管 采 用 MOSFET I FBC40 其 Coss 为 R , 160 pF。经过计算, ZVS转换时间 ( 状态 1和状态 2转 换时间为 70 5 ns, 状态 5 和状态 6转换时间 96 7 ns) . . 小于 96. 7 ns, 远小于工作周期 10 s, 所以可忽略 t1、 t2、 t6、 t7, 修正后的输出电压 Uo为: Uo = ( U in - Ucb ) ( DT - t8 - t9 ) n1 + T Ucb [ ( 1-D )T - t3 - t4 ) n2 T = U inD ( 1-D ) ( n1 + n 2 ) - L k f s Io ( n 1 + n2 ) ( 36) 2. 2 非对称半桥的设计 非对称半桥参数规格: 输入电压为 400 V ( 350~ 450 V ) ; 开关管频率为 100 kH z 输出电压电流为 200 ; V, 1 5 A; 输出功率为 300W; 占空比为 0 45 开关管为 . . ; IRFBC40 二极管为 40L15CT; 变压器为 N p= 22, N s= ; 25, n 1 = n 2 = 1 145 Lm = 56 H; 输出电感电容为 L f = . , 333 H, C f = 100 F; 隔直电容为 C b = 0 8 F。 . 非对称半桥的特点是易于实现 ZVS 为了保证开 , 关管的 ZVS实现, 所需考虑的两个电路参数是谐振电 感 L k 和死区时间 td。 2 2 1 谐振电感 L k . . 在谐振阶段 ( t1 ~ t2 ) , 开关管 S1 的 Ud s1由 ( 1- D ) U in充电到 U in, 开关管 S2 的 U ds2由 DU in放电到零。在 谐振阶段 ( t6 ~ t7 ), 开关管 S1 的 Ud s1由 ( 1- D) U in放电 到零, 开关管 S2 的 U ds2由 DU in充电到 U in。为了确保 ( 27) ( 28) ZVS的实现, 谐振电感 L k 存储的能量必须足够大来满 足电容冲放电过程。 在 t1 ~ t2 时
2

( 1-D ) U in 1 t7 = arcsin( ) w - I s2Z L k ( Is2 - ip ( t7) ) t8 + t9 = ( 1-D ) U in 从式 ( 20) 可以推出在 t = t2 时刻, 原边电流

DU in 2 ip ( t2) = I - ( ) ( 26) Z ip 由 Is1下降到零的状态 3和 I s2下降到零的状态 7
2 s 1

的过程可化为: L k I s1 DU in L k I s2 t8 = ( 1-D ) U in t3 = 44

王 2008年 7月 25日第 25卷第 4期

伟 等: 非对称半桥式开关 电源的分析与设计

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1 2 1 2 1 2 2 2 2 L k I s1 ? CU in - C [ ( 1-D ) U in +D U in ] 2 2 2 ( 37) 在 t6 ~ t7 时
2 2 2 2 2 1 1 2 1 L k I s2 ? CU in - C [ ( 1-D ) U in +D U in ] 2 2 2

( 38) 代入公式 ( 34) 、 35) 、 36) , 可得 ( ( 在 t1 ~ t2 时 Lk ?
2 +L kf s ] Io ( n1 +n2 ) Uo 2 D ( 1-D ) { ( 1-D ) [ . 2 +L kf s ] + (D - 0 5)L k fs } Io ( n1 +n2 )

2 [ C

Uo

图 3 谐振电感 L k 曲线图
4

ta = t1 + t2 =

2C (U in - Ucb ) 2CDU in 2CU in + = Is1 Is1 I s1 ( 43) 2 in L k I s1 CU + I s1 DU in

( 39) 在 t6 ~ t7 时 Lk ?
2C [ D ( 1- D ) { D [ Uo I o ( n1 + n 2 ) Uo I o ( n1 + n2 )
2 2

tb = t1 + t2 + t3 =

( 44) ( 45)

ta # td1 # tb
+ L kf s ]
4

同理, 在开关管 S2 关闭到 S1 导通间的死区时 td2 如下
2

+ L kf s ] - (D - 0 5) L kf s } .

tc =

t6 + t7 = -

2CU ab 2C ( 1-D )U in 2CU in =I s2 I s2 I s2 ( 46) 2 in CU L k I s2 ( 47) I s2 ( 1-D ) U in ( 48)

( 40) 定义以下两个方程, y 1 =L k 2C [ D ( 1- D ) { ( 1- D ) [ Uo I o ( n1 + n 2 ) Uo I o ( n1 + n2 )
2 2

td = t6 + t7 + t8 = + L kf s ]
4

tc # td2 # td 由式 ( 34) 、( 35)、 ( 36) , 可得
2

+ L kf s ] + (D - 0 5) L kf s } .

ta =
2C [ D ( 1- D ) { ( 1- D ) [ Uo I o ( n1 + n 2 ) Uo I o ( n1 + n2 )
2 2

( 41) y 2 =L k 2C [ Uo I o ( n1 + n 2 ) Uo I o ( n1 + n2 )
2 2

+ L kf s ]

2

+ L kf s ] + (D - 0 5) L kf s } .

+ L kf s ]

4

( 49)
2

tc =
2C [ Uo I o ( n1 + n 2 ) Uo I o ( n1 + n2 )
2 2

D ( 1- D ) { D [

+ L kf s ] - (D - 0 5) L kf s } .

+ L kf s ]

2

( 42) 利用 m atlab仿真了 y 1 和 y 2 的曲线图如图 3 目的 , 是确定 ZVS实现所需要的最小的谐振电感 L k。从图 3 我们可以看出当 L k ? 4 25 H, y 1 和 y 2 都大于零, 这 . 意味着谐振时谐振电感 L k 能够存储足够的能量, 从而 使得 ZVS可以实现。 在实际设计中, 谐振电感 L k = 7. 2 H 满足上述条 件要求, 从而保证了 ZVS实现的可能。 2 2 2 死区时间 td . . 开关管 S1 关闭到 S2 导通间的死区时间 td1应该大 于 Uds2由 DU in放电到零电压的转换时间 ta = t1 + t2, 同时应该小于 ip 降为零的转换时间 tb = t1 + t2 + t3 由此可得如下公式 td =
L k ( 1- D ) { ( 1- D ) [ [ D ( 1- D ) { ( 1- D ) [ D ( 1- D ) { D [

+ L kf s ] - (D - 0 5) L kf s } .

( 50) tb =
2C [ Uo Io ( n 1 + n2 ) Uo Io ( n 1 + n 2 ) Uo I o ( n1 + n2 ) Uo Io ( n 1 + n 2 )
2 2 2 2 2

+ Lk fs ]

+ + L k f s ] + ( D - 0. 5) L k f s } + L kf s ] + (D - 0 5) L kf s } .
2

+ L kf s ]

( 51) 45

2008年 7月 25日第 25卷第 4期 Uo Io ( n 1 + n2 ) Uo Io ( n 1 + n 2 ) Uo Io ( n1 + n 2 ) [
2 2 2

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Ju. 25, 2008, V o . 25 N o 4 l l .

方波, 表示变压器工作在开关状态。
+

2C [ D ( 1- D ) {D [

+ Lk fs ]

2 + L k f s ] - ( D - 0. 5) L k f s }

L kD { D [

+ L kf s ] - (D - 0. 5)L kf s } + Lk fs ]
2

Uo I o ( n 1 + n2)
2

( 52) 从所列的数据, 对式 ( 49) 、 50)、( 51) 、 52) 计算 ( ( 结果如下: ta = 61 25 ns; tb = 134 05 ns tc = 74 52 ns . . ; . ; td = 123 49 ns。 . 在实际设计中, 要根据电路运行条件合理的选择 死区时间, 并且还要让电路在 D = 0. 5 附近工作, 确保 电路的 ZVS正常工作。对死区时间按上述要求设计, 就可以保证 ZVS的顺利实现。 2. 3 Sab er波形仿真 图 4是非对称半桥 MOSFET S1 和 S2 的驱动电压 U gs1和 Ugs2, 幅值为 10 V, 组成互补关系。
图 7 整流后的电压波形 图 6 S2 ZVS的仿真波形

图 4 开关管驱动波形

图 8 输出电压 Vo波形

图 5是开关管 S1 实现 ZVS的仿真波形, 从图可以 看出漏源电压与漏源电流交叠较少, 损耗较少。

图 9 变压器原边漏源电压和 ip 波形 图 5 S1 ZVS的仿真波形

3 结束语
本文围绕非对称半桥的分析与设计, 阐述其工作 原理, 进行了稳态分析, 由于电路参数和 ZVS的影响, 对输出电压进行了修正。针 对非对称半桥易 于实现 ZVS的特点, 重点对谐振电感 L k 和死区时间 td 这两个 参数进行详细分析与设计, 从而确保 ZVS过程的顺 ( 下转第 49 页 )

图 6是开关管 S2 实现 ZVS的仿真波形, 漏源电压 与漏源电流交叠较少, 损耗较少。 图 7是变压器输出整流后的电压 Usec波形。 图 8为输出电压波形 ( 开环时 ) 稳 定在设计要求 的电压 200 V。 图 9是变压器原边电流 ip 波形, 由图可知近似成 46

2008年 7月 25日第 25卷第 4期

刘瑞静 等: 基于 ST C12C5410AD 的铅酸 蓄电池容量检测系统

T e lecom Pow er T echno logy Ju.l 25, 2008, V o.l 25 No. 4

干扰信号给测量造成的误差, 在软件上采用复合数字 滤波。根据该系统的特点, 干扰源主要有随机干扰脉 冲 ( 如电网波动等 ) 和周期性脉动干扰信号, 在数字信 号处理时, 采用中值滤波方法克服随机干扰脉冲, 采用 算术平均滤波方法克服周期性脉动干扰, 形成复合滤 波。即先把采样值排序, 然后去掉最大值和最小值, 再 把剩余的部分求和并取其平均值。 若为采样值 X ( i), 排序后有 X ( 1) # X ( 2) # ?# X (N ), 3# N # 14 则 , Y(k) = = [X ( 2) +X ( 3) + ? +X (N - 1) ] N -2

1 N-1 % X ( i) N - 2 i= 2

式中, X ( i)为第 i次采样值; N 为采样次数; Y ( k )为第 k 次 N 个采样值的滤波结果输出值。 系统软件流程如图 4 当蓄电池电压降到 10 5 V , . 时, 放电结束, 显示电池容量并报警。

4 结束语
本系统充 分利 用了 STC12C5410AD 单 片机 的资 源, 硬件设计简洁, 软件算法清晰, 使得系统结构简单、 功能完善、 运行可靠、 检测直观, 效果很好。 参考文献:
[ 1] [ 2] 贺乃宝. 铅酸蓄电池机充 电容量 检测系统 设计 [ J]. 仪表 技术. 2001 ( 5): 34 37. , 珧永平. STC12C5410AD 系列 单片机器件手册 [M ]. 深 [ 3] 图 4 系统软件流程图 圳: 宏晶科技有限公司, 2005 . 朱 松 然 . 铅 蓄电 池 技 术 [ M ]. 北 京: 机 械 工业 出 版 社, 1988.

( 上接第 46页 ) 利进行, 并且提出非对称半桥参数规格, 最后通过 Sa ber波形仿真证实其实际可行性。今后的工作可在降 低开关损耗、 减小电压尖峰与提高电路效率等方面进 行相关研究, 以提高非对称半桥电源的性能指标。 参考文献:
[ 1] Sung Sae Lee Sang K yoo H an, G un W oo M oon. A na lysis , and D esign o fA sy mme tr ica l ZVS PWM H a lf Br idge F orward Converter w ith F lyback T ype T ransfor e r[ C ]. 2004 35rh m A nnual I EEE Power E lectronics Specia lists Conference ,

2004, 1525 1530. [ 2] Bo r R enL in H uan kengch iang Chao sien, et al. A na lysis , , H A nd I ple enta tion o f an asy m m mme trica l half br idg e convert er P ower E lectron ics and D riv es Syste s 2005 PED S2005. . m, . InternationalConference 2006, 1: 407 412. . [ 3] 陈乾宏, 阮新波, 严仰 光. 采 用非对 称绕组 变压器的 非对 称半桥电路的 研究 [ J]. 国 际 电子 变压 器, 2001, 11 11 : 14 . [ 4] X inyu X u, A shw in M. Khambadkone R am esh O ruga.l A , na lys is and D esign o f An O pti ized A symm etrical H alf m Br idge DC DC Conve rter[ C ]. Power E lectron ics and D rive Syste s 2003 PED S 2003, 2003, 1( 1): 120 125 m, . .

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一种新型单级半桥式开关电源的设计

22 期 【摘要】提出了一种新型单级半桥式开关电源...图 1 单级开关电源原理图 2 工作原理 为了分析...非对称半桥式开关电源的... 330人阅读 6页 免费 ...

基于SG3525的半桥式开关电源变换器

半桥式开关电源变换器, 对其各电路工 作原理进行了分析,并设计了过流保护...22 R 16 2K 12 10K R 28 1K R 92 100 GND GND GND 2 b 图 4-4 ...

240W半桥型开关稳压电源设计

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基于半桥式隔离变换器的开关电源设计

课程设计 开关电源课程设计报告 题 目: 基于半桥式...下边就对半桥 DC-DC 变换器的工作原理进行 分析。...非对称半桥式开关电源的... 6页 免费 24V5A半桥...

半桥式开关电源变压器参数计算方法

根据前面分析,半桥式变压器开关电源的输出电压 uo,...C)直流输出电压非调整式半桥开关电源变压器初、次级...开关电源变压器参数计算方法 2018-06-25 20:57:22...

半桥型开关稳压电源设计

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半桥型稳压电源

半桥式变换器在高频开关电源设计中得到广泛的应 用。...首先进行总体方案的分析,整流电路的设计,逆变电路的...半桥型电路对 5 由于两个开关管导通时间不对称而...

基于SG3525的半桥式开关电源变换器

设计介绍了一种基于 SG3525 的半桥式开关电源变换器, 对其各电路工 作原理进行了分析,并设计了过流保护电路。为了提高效率,辅助电源采用 了 UC3843 为主控芯片...